一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路的制作方法

1.本实用新型涉及射频集成电路设计技术领域，具体涉及一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路。


背景技术：

2.低噪声放大器是射频接收机的第一个放大器电路，此类放大器能够处理接近噪声电平的很微弱的信号。因此低噪声放大器电路对接收机的整体性能尤为重要。另外，随着5g无线通信系统的快速发展，单芯片集成更多标准、多频的射频接收机芯片有着更高的要求，以节省芯片的面积，降低芯片的成本。
3.在低噪声放大器电路中，可实现双频段的有多种方式，其中采用两个独立通路的低噪声放大器具有设计简单，性能良好等优点。但是在每一个频段都需要使用一个独立的低噪声放大器不但会造成芯片面积增大的问题，而且会增加系统的整体功耗。同时在实现双频低噪声放大器中还存在几个技术问题，一是需要采用开关电路来进行频率的切换，但是mos晶体管作开关器件，会引入大的寄生电容和噪声，造成开关特性并不理想；二是晶体管本身端口之间有馈通，很容易造成输入信号的干扰，会对电路的性能造成影响；三是由于低噪声放大器后一级直接连接的混频器，就需要有一个差分的输出，而常用的解决方法是加一个巴伦输出，但是这会加大芯片的面积，不利于芯片的集成度，从而加大芯片的成本。


技术实现要素：

4.本实用新型为解决上述技术问题，提出一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路。
5.为解决上述问题，本实用新型是通过以下技术方案实现的：
6.一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路，包括输入阻抗匹配网络、放大级、差分输出级和负载级。
7.输入阻抗匹配网络由隔直电容c1
‑
c2、栅极电感l1
‑
l2和电阻r1
‑
r2组成；隔直电容c1的一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的第一频段输入端rfin1，电阻r1的一端接第一偏置电压vbias1，栅极电感l1的一端连接隔直电容c1和电阻r1的另一端，栅极电感l1的另一端连接放大级的nmos管n1的栅极；隔直电容c2的一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的第二频段输入端rfin2，电阻r2的一端接第二偏置电压vbias2，栅极电感l2的一端连接隔直电容c2和电阻r2的另一端，栅极电感l2的另一端连接放大级的nmos管n2的栅极。
8.放大级由nmos管n1
‑
n4以及隔直电容c3和隔直电容c4组成；nmos管n1漏极连接电感l3的一端以及隔直电容c3和隔直电容c4的一端，nmos管n1源极接地线；nmos管n3的栅极连接电阻r3的一端和隔直电容c3的另一端，电阻r3的另一端接第一偏置电压vbias1，nmos管n3漏极和nmos管n4漏极连接差分输出级的电感l4的一端，nmos管n3源极接地线；nmos管n2漏极连接电感l3的一端以及隔直电容c3和隔直电容c4的一端，nmos管n2源极接地线；
nmos管n4的栅极连接电阻r4的一端和隔直电容c4的另一端，电阻r4的另一端接第二偏置电压vbias2，nmos管n4漏极和nmos管n3漏极连接差分输出级的电感l4的一端，nmos管n4源极接地线。
9.差分输出级由nmos管n5
‑
n6、电感l3
‑
l4、电阻r5
‑
r6和隔直电容c5
‑
c6；nmos管n5的源极接电感l3的另一端，nmos管n5的漏极接隔直电容c5和负载级的电阻r7的一端；nmos管n5的栅极接电阻r5的一端；nmos管n6的源极接电感l4的另一端，nmos管n6的漏极接隔直电容c6和负载级的电阻r8的一端；nmos管n6的栅极接电阻r6的一端；隔直电容c5的另一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的输出端口rfout
‑
，隔直电容c6的另一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的输出端口rfout ；电阻r5的一端接第三偏置电压vbias3,电阻r6的另一端接第三偏置电压vbias3。
10.负载级由电阻r7和电阻r8组成；电阻r7的另一端接电源vdd；电阻r8的另一端接电源vdd。
11.上述方案中，开关控制模块由nmos管n12
‑
n13、pmos管p1和pmos管p2组成；nmos管n12的栅极和pmos管p1的栅极相连，并形成开关控制模块的开关控制端k0；nmos管n12的漏极和pmos管p1的漏极以及nmos管n13的栅极和pmos管p2的栅极相连，形成开关控制模块的开关控制端k1；nmos管n13的漏极和pmos管p2的漏极相连，形成开关控制模块的开关控制端k2；nmos管n12的源极和nmos管n13的源极接地线，pmos管p1的源极和pmos管p2的源极接电源vdd。
12.上述方案中，第一电流镜由nmos管n8、nmos管n10和电阻r10组成；nmos管n8的栅极和漏极以及nmos管n10的源极相连，并输出第一偏置电压vbias1；nmos管n10的漏极接电阻r10的一端，nmos管n10的栅极接开关控制模块的控制开关端k1；nmos管n8的源极接地线；电阻r10的另一端接电源vdd。
13.上述方案中，第二电流镜由nmos管n9、nmos管n11和电阻r11组成；nmos管n9的栅极和漏极以及nmos管n11的源极相连，并输出第二偏置电压vbias2；nmos管n11的漏极接电阻r11的一端，nmos管n11的栅极接开关控制模块的的控制开关端k2；nmos管n9的源极接地线；电阻r11的另一端接电源vdd。
14.上述方案中，第三电流镜由nmos管n7和电阻r9组成；nmos管n7的栅极和漏极以及电阻r9的一端相连，并输出第三偏置电压vbias3；nmos管n7的源极接地线；电阻r9的另一端接电源vdd。
15.与现有技术相比，本实用新型具有如下特点：
16.1、与传统独立通道的双频低噪声放大器相比，共用了带源极负反馈共栅放大器，提高了电路的功率增益，同时在芯片的面积、成本以及电路利用率也有明显的提高；
17.2、与传统独立通道的双频低噪声放大器相比，采用开关控制偏置电压的关断，设计难度变低，设计的灵活性变强，使电路在各个频段上得到良好的噪声性能和阻抗匹配效果；
18.3、通过开关控制对频段通路的选择，有效的降低了系统的功耗。
附图说明
19.图1为本实用新型一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路的原理图。
20.图2为开关控制模块电路的原理图。
21.图3为第一电流镜的原理图，其中(a)为第一电流镜，(b)为第二电流镜，(c)为第三电流镜。
22.图4为本实用新型的输入匹配曲线(s11)仿真结果图。
23.图5为本实用新型的功率增益曲线(s21)仿真结果图。
24.图6为本实用新型的噪声系数曲线(nf)仿真结果图。
具体实施方式
25.为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例，对本实用新型进一步详细说明。
26.一种差分输出的数控双频低噪声放大器电路，如图1所示，包括输入阻抗匹配网络、放大级、差分输出级、负载级、3个电流镜偏置和开关控制模块。
27.输入阻抗匹配网络由隔直电容c1
‑
c2、栅极电感l1
‑
l2和电阻r1
‑
r2组成；隔直电容c1的一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的第一频段输入端rfin1，电阻r1的一端接第一偏置电压vbias1，栅极电感l1的一端连接隔直电容c1和电阻r1的另一端，栅极电感l1的另一端连接放大级的nmos管n1的栅极；隔直电容c2的一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的第二频段输入端rfin2，电阻r2的一端接第二偏置电压vbias2，栅极电感l2的一端连接隔直电容c2和电阻r2的另一端，栅极电感l2的另一端连接放大级的nmos管n2的栅极。其中电感l1为第一频段rfin1提供阻抗匹配，电感l2为第二频段rfin2提供阻抗匹配。
28.放大级由nmos管n1
‑
n4以及隔直电容c3和隔直电容c4组成；nmos管n1漏极连接电感l3的一端以及隔直电容c3和隔直电容c4的一端，nmos管n1源极接地线；nmos管n3的栅极连接电阻r3的一端和隔直电容c3的另一端，电阻r3的另一端接第一偏置电压vbias1，nmos管n3漏极和nmos管n4漏极连接差分输出级的电感l4的一端，nmos管n3源极接地线；nmos管n2漏极连接电感l3的一端以及隔直电容c3和隔直电容c4的一端，nmos管n2源极接地线；nmos管n4的栅极连接电阻r4的一端和隔直电容c4的另一端，电阻r4的另一端接第二偏置电压vbias2，nmos管n4漏极和nmos管n3漏极连接差分输出级的电感l4的一端，nmos管n4源极接地线。
29.差分输出级由nmos管n5
‑
n6、电感l3
‑
l4、电阻r5
‑
r6和隔直电容c5
‑
c6；nmos管n5的源极接电感l3的另一端，nmos管n5的漏极接隔直电容c5和负载级的电阻r7的一端；nmos管n5的栅极接电阻r5的一端；nmos管n6的源极接电感l4的另一端，nmos管n6的漏极接隔直电容c6和负载级的电阻r8的一端；nmos管n6的栅极接电阻r6的一端；隔直电容c5的另一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的输出端口rfout
‑
，隔直电容c6的另一端形成该差分输出的数控双频低噪声放大器电路的输出端口rfout ；电阻r5的一端接第三偏置电压vbias3,电阻r6的另一端接第三偏置电压vbias3。其中电感l3和电感l4能提高低噪声放大器的增益。
30.负载级由电阻r7和电阻r8组成；电阻r7的另一端接电源vdd；电阻r8的另一端接电源vdd。
31.开关控制模块能够控制频段的选择。开关控制模块由nmos管n12
‑
n13、pmos管p1和
pmos管p2组成；如图2所示。nmos管n12的栅极和pmos管p1的栅极相连，并形成开关控制模块的开关控制端k0；nmos管n12的漏极和pmos管p1的漏极以及nmos管n13的栅极和pmos管p2的栅极相连，形成开关控制模块的开关控制端k1；nmos管n13的漏极和pmos管p2的漏极相连，形成开关控制模块的开关控制端k2；nmos管n12的源极和nmos管n13的源极接地线，pmos管p1的源极和pmos管p2的源极接电源vdd。
32.第一电流镜由nmos管n8、nmos管n10和电阻r10组成，如图3(a)所示；nmos管n8的栅极和漏极以及nmos管n10的源极相连，并输出第一偏置电压vbias1；nmos管n10的漏极接电阻r10的一端，nmos管n10的栅极接开关控制模块的控制开关端k1；nmos管n8的源极接地线；电阻r10的另一端接电源vdd。
33.第二电流镜由nmos管n9、nmos管n11和电阻r11组成，如图3(b)所示；nmos管n9的栅极和漏极以及nmos管n11的源极相连，并输出第二偏置电压vbias2；nmos管n11的漏极接电阻r11的一端，nmos管n11的栅极接开关控制模块的的控制开关端k2；nmos管n9的源极接地线；电阻r11的另一端接电源vdd。
34.第三电流镜由nmos管n7和电阻r9组成，如图3(c)所示；nmos管n7的栅极和漏极以及电阻r9的一端相连，并输出第三偏置电压vbias3；nmos管n7的源极接地线；电阻r9的另一端接电源vdd。
35.本实用新型的工作过程如下：
36.1)开关控制信号k0为低电平时，此时的开关控制k1为高电平以及开关控制k2为低电平，连接vbias1的偏置电路处于打开状态，连接vbias2的偏置电路处于关闭状态。使得nmos管n1和nmos管n3处于饱和区，nmos管n2和nmos管n4处于截止区，此时射频信号选择的第一频段rfin1，射频信号rfin1经nmos管n1的共源级放大后差分成两路，一路经过电感l3和nmos管n5的共栅放大输出到rfout
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。另外一路经过电感l4和nmos管n3的共源级放大后，在经过nmos管n6的共栅级放大输出到rfout 。此外偏置电压vbias3为nmos管n5和nmos管n6提供电压偏置，使其都工作在饱和区。栅极电感l1为电路在第一频段提供良好的阻抗匹配，使电路有良好的噪声系数和电压增益。
37.2)开关控制信号k0为高电平时，此时的开关控制k1为低电平以及开关控制k2为高电平，连接vbias1的偏置电路处于关闭状态，连接vbias2的偏置电路处于打开状态。使得nmos管n1和nmos管n3处于截止区，nmos管n2和nmos管n4处于饱和区，此时射频信号选择的第二频段rfin2，射频信号rfin2经nmos管n2的共源级放大后差分成两路，一路经过电感l3和nmos管n5的共栅放大输出到rfout
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。另外一路经过电感l4和nmos管n4的共源级放大后，在经过nmos管n6的共栅级放大输出到rfout 。此外偏置电压vbias3为nmos管n5和nmos管n6提供电压偏置，使其都工作在饱和区。栅极电感l2为电路在第二频段提供良好的阻抗匹配，使电路有良好的噪声系数和电压增益。
38.对于图1所示的双频低噪声放大器，采用cmos的0.18μm工艺设计，通过仿真得到图4
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6的仿真结果。如图4所示为本实施例中所设计的双频低噪声放大器在3.5ghz和5ghz的工作频率处的输入匹配(s11)分别为
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11.38db和
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18.84db。如图5所示为本实施例中所设计的双频低噪声放大器在3.5ghz和5ghz的工作频率处的功率增益(s21)分别为18.06db和12.43db。如图6所示为本实施例中所设计的双频低噪声放大器在3.5ghz和5ghz的工作频率处的功率增益(nf)分别为3.4db和3.9db。
39.需要说明的是，尽管以上本实用新型所述的实施例是说明性的，但这并非是对本实用新型的限制，因此本实用新型并不局限于上述具体实施方式中。在不脱离本实用新型原理的情况下，凡是本领域技术人员在本实用新型的启示下获得的其它实施方式，均视为在本实用新型的保护之内。