半导体装置和电阻测量系统的制作方法

本发明涉及半导体装置，例如，用于将电阻值变化型传感器的检测信号转换为数字值并且输出数字值的半导体装置和电阻测量系统。电阻值变化型传感器检测感测目标中的电阻变化。

背景技术

热敏电阻器被广泛用作测量温度的传感器。热敏电阻器是电阻随温度变化的电阻式部件之一。这种热敏电阻器的应用之一是汽车。在汽车中，进气温度、排气温度、发动机室的温度等被测量，并且根据温度来执行控制。

专利文献1公开了一种技术，用于测量这种热敏电阻器的电阻率。在专利文献1中公开的测量电路中，待测量的电阻式部件与上拉电阻器串联连接，高电位侧参考电压Vp被施加到上拉电阻器的上端，并且低电位侧参考电压Vn被施加到电阻式部件的下端。然后，生成具有如下占空比的PWM信号，该占空比对应于在上拉电阻器和电阻式部件之间的连接节点处生成的电压。电阻式部件的电阻值基于PWM信号的占空比和上拉电阻器的电阻值来计算。[现有技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]美国专利No.9,109,959

技术实现要素：

进气、排气和发动机室中设置的热敏电阻器被连接到ECU(发动机控制单元)，用于经由线束来测量热敏电阻器的电阻。ECU被配备有传感器IC和微控制器，并且每个热敏电阻器的信号由微控制器通过传感器IC来处理。除了线束之外，线束还被用于汽车中电热塞的点火控制线和发动机的喷射器控制线。由于多个线束被捆束，由点火控制和喷射控制引起的噪声通过电磁耦合而作为EMI噪声被叠加在热敏电阻器的信号上。EMI噪声将电阻测量精度劣化。作为对抗噪声的对策，存在使用双绞线电缆的方法，但是这导致了零件成本和车身重量的增加。

通过说明书和附图的描述，其他目的和新颖特征将变得明显。

根据一个实施例的半导体装置包括：第一端子，参考电阻器的一端被耦合到第一端子；第二端子，参考电阻器的另一端被耦合至第二端子；第三端子，传感器电阻器的另一端被耦合至第三端子；第四端子，传感器电阻器的另一端被耦合至第四端子；第一缓冲器，用于向第一端子供应第一参考电压；第二缓冲器，用于向第四端子供应第二参考电压；参考电压发生电路，以时分方式交替地供应第一电压和第二电压中的一个作为第一参考电压，并且供应另一个作为第二参考电压；第一模数转换电路，在耦合至第三端子的信号线上执行模数转换；RC滤波器，设置在信号线上；以及噪声检测器，检测信号线上的噪声；其中RC滤波器的时间常数基于噪声检测器的噪声检测结果而改变。

在半导体装置的一个实施例中，既可以实现减少传感器电阻率测量时间，又可以实现噪声衰减。

附图说明

图1是根据第一实施例的半导体装置的示意图。

图2图示了示例性参考电压发生器。

图3是ΔΣADC的示例。

图4是示出根据第一实施例的半导体装置的一个转换周期的图。

图5是用于说明根据第一实施例的半导体装置的操作的时序图。

图6是用于说明根据第一实施例的半导体装置的操作的时序图。

图7是用于说明根据第一实施例的半导体装置的操作的时序图。

图8是噪声检测器的示例。

图9是用于说明整形电路的操作的波形图。

图10是根据第二实施例的半导体装置的图。

图11是用于说明根据第二实施例的半导体装置的操作的时序图。

图12是根据第三实施例的半导体装置的图。

图13示出了控制电路的一个示例。

图14是用于说明根据第三实施例的半导体装置的操作的时序图。

图15是根据第四实施例的半导体装置的图。

图16示出了控制电路的示例。

图17是用于说明根据第四实施例的半导体装置的操作的时序图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图来详细描述根据一个实施例的半导体装置。在说明书和附图中，相同或对应形状的元素由相同的附图标记表示，并且省略其重复描述。在附图中，为了便于描述，配置可以被省略或简化。另外，至少一些实施例可以彼此任意地组合。

第一实施例

图1是示出根据第一实施例的半导体装置10的配置的框图。

如图1所示，半导体装置10具有五个输入端子I1至I5和输出端子O1。第一电阻器，即参考电阻器Rref，被耦合在端子I1和I2之间。参考Rref是具有已知电阻率的电阻式部件。第二电阻器Rth被耦合在端子I3和I4之间。传感器电阻器Rth例如是其电阻值根据周围环境而改变的电阻式部件，诸如热敏电阻器。半导体装置10执行模数转换用以计算传感器电阻器Rth的电阻，并且从输出端子O1输出转换结果。与第三至第五端子耦合的电容器C1至C3是用于减小EMI噪声的元件。

此外，半导体装置10包括参考电压发生电路11、第一缓冲器(运算放大器)12、第二缓冲器(运算放大器)13、预缓冲器(运算放大器)14、第一模数转换器(例如，Δ∑ADC)15、噪声检测器16、开关控制电路17、开关SW1-SW3以及电阻器R1和R2。

参考电压发生器11输出第一参考电压V1和第二参考电压V2。参考电压V1有时是高电位参考电压Vp，或者是低电位参考电压Vn，这是以时分方式选择的。在高电位参考电压Vp和低电位参考电压Vn之中，未被选择作为V1的电压被选择作为V2。图2示出了一个示例性参考电压发生器11。电压VH和电压VL(VH>VL)被电阻器R3、R4和R5分压来获得高电位参考电压Vp和低电位参考电压Vn。通过以时分方式切换开关SW6和SW7，(V1＝Vp，V2＝Vn)和(V1＝Vn，V2＝Vp)通过时分方式交替地切换。

返回图1，将进一步描述半导体装置10的配置。运算放大器12被连接到端子I1。参考电压V1被供应给运算放大器12的非反相端子。运算放大器12的反相端子经由开关SW1而被连接至运算放大器12的输出端子，并且该反相端子经由开关SW2被连接至端子I3。端子I2和I3被信号线S1短路。

运算放大器13被连接到端子I4。参考电压V2被供应给运算放大器13的非反相端子。运算放大器13的输出端子被连接至运算放大器13的反相端子。

预缓冲器14被连接到Δ∑ADC 15。预缓冲器14的非反相输入经由电阻器R1和R2而被连接到端子I3。运算放大器13的输出端子被连接到运算放大器14的反相端子。

ΔΣADC 15对预缓冲器14的输出执行模数转换，并且从输出端子O1输出转换结果。ΔΣADC中的DAC的电源电压由运算放大器12和13供应。尽管ΔΣADC被用作模数转换电路，但是本发明不限于此。也可以使用其他类型的模数转换电路。

图3示出了Δ∑ADC 15的一个示例。Δ∑ADC 15包括减法器18、环路滤波器19、第二ADC(1位ADC)20、数字滤波器21、输出逻辑电路22、接口电路23、第一控制电路24、解码器25和数模转换器(DAC)26。参考电压V1被供应给DAC 26的正参考电压Va，并且参考电压V2被供应给负参考电压Vb。1位ADC 20可以是多位ADC。DAC 26可以是多位DAC。

再次返回图1。电阻器R1和R2与电容器C3一起构成RC滤波器，以减少被混合到端子I3中的EMI噪声。

噪声检测器16被耦合在端子I3和电阻器R1之间。噪声检测器16检测从端子I3输入的信号中是否存在噪声，并且根据检测结果来控制开关SW3。稍后将描述细节。

开关控制器17控制开关SW1和SW2。稍后将描述细节。

接下来，将描述半导体装置10的操作。该第一实施例的特征在于噪声检测器16、电阻器R2和开关SW3，并且在对其进行说明之前，将说明半导体装置10的基本操作。

图4是示出半导体装置10的一个转换周期的图。在第一实施例中，一个模数转换包括正转换阶段和负转换阶段。正转换阶段是其中高电位参考电压Vp被选择作为参考电压V1并且低电位参考电压Vn被选择作为参考电压V2的模数转换。负转换阶段是其中低电位参考电压Vn被选择作为参考电压V1并且高电位参考电压Vp被选择作为参考电压V2的模数转换。

在正转换阶段和负转换阶段两者中，开关SW1被接通并且开关SW2、SW3被关断。参考电压V1通过运算放大器12和13被供应给端子I1，并且参考电压V2由运算放大器12和13供应给端子I4。预缓冲器14的非反相端子被供应有电压Vtgt，电压Vtgt是通过电阻器Rref和Rth将参考电压V1和V2之间的电位差分压而获得的。因此，预缓冲器14将与电压Vtgt和参考电压V2之间的差相对应的电压输出到Δ∑ADC 15。

如上所述，在正转换阶段，V1＝Vp并且V2＝Vn。在负转换阶段，V1＝Vn并且V2＝Vp。因此，正Vtgt在正转换阶段被输入到Δ∑ADC15，并且负Vtgt在负转换阶段被输入到Δ∑ADC 15。

此处，将考虑预缓冲器14和ΔΣADC 15之间的偏移电压。例如，假设预缓冲器14的非反相端子具有偏移电压Voff1。还假设Δ∑ADC15还具有偏移电压Voff2。ΔΣADC 15在正转换阶段中的输出结果Dpos是针对Vtgt Voff1 Voff2的模数转换的输出结果。ΔΣADC 15在负转换阶段中的输出结果Dneg是针对-Vtgt Voff1 Voff2的模数转换的输出结果。因此，通过计算(Dpos-Dneg)/2(等式1)，偏移电压Voff1和Voff2被抵消，并且可以获得Vtgt。由于Vtgt＝(Rth/(Rth Rref))*(Vp-Vn)(等式2)，所以Rth可以根据所获得的Vtgt而得到。由于Dpos和Dneg是数字值，因此等式(1)在被视为模拟值时，为(A/2^R)*(Vp-Vn)。此处，A＝(Dpos-Dneg)/2。R是Δ∑ADC 15的分辨率。因此，(等式2)是(A/2^R＝Rth/(Rth Rref))；最后，Rth＝Rref*A/(2^R-A)(等式3)。

接下来，将考虑Δ∑ADC 15(DAC26)的参考电压Va和Vb。参考电压Va和Vb优选分别与参考电压V1和V2相同。这是因为如果参考电压Va(Vb)与参考电压V1(V2)之间存在差，则差会反映在ΔΣADC 15的输出结果中。因此，参考电压V1被供应给参考电压Va，并且参考电压V2被供应给参考电压Vb。在这种情况下，在正转换阶段中不存在问题，但是在负转换阶段中会存在问题。这是因为如果DAC 26的正参考电压和负参考电压的幅度被反相(Va＜Vb)，则DAC 26的输出被反相，并且模数转换器的操作将失败。因此，在本实施例中，通过在负转换阶段中将1位ADC 20的输出结果反相来解决该问题。根据来自第一控制电路24的指令，解码器25在1位ADC 20处于正转换阶段中时将1位ADC 20的输出输出到DAC 26并且在负转换阶段中将1位DAC 20的输出反相到DAC 26。

如图3所示，1位ADC 20的输出经由数字滤波器22和接口电路23从输出端子O1输出。电阻器Rth可以通过将MCU(微控制单元)27连接至输出端子O1并且由MCU 27执行等式(3)的计算来获得。为了简化信号处理，Dneg的符号可以被反相。在这种情况下，A＝(Dpos Dneg)/2。

尽管以上描述是半导体装置10的操作的基本描述，但是半导体装置10还具有预充电功能。如上所述，由于将EMI噪声降低的电容器C1至C3被耦合至半导体装置10的端子I3至I5，因此预缓冲器14的输入信号Vin达到期望电压Vtgt需要收敛时间。因此，在半导体装置10中，在正转换阶段和负转换阶段两者中，收敛时间通过在模数转换之前对预缓冲器14的输入信号Vin进行预充电来缩短。

对预缓冲器14的输入信号Vin进行预充电通过使用开关SW1和SW2来执行。图5是正转换阶段的时序图。首先，高电位参考电压Vp被设定为参考电压V1，并且低电位参考电压Vn被设定为参考电压V2。开关SW1和SW2关断(时间T10)。

接下来，半导体装置10进入预充电时段(第一预充电)并且开关SW2被接通(时间T11)。当开关SW2被接通时，运算放大器12利用参考电压V1来对预缓冲器14的输入信号Vin进行充电。

接下来，半导体装置10进入稳定(settling)时间，开关SW1被接通，并且开关SW2被关断(时间T12)。通过电阻器Rref和Rth将参考电压信号V1和V2之间的电位差分压而获得电压Vtgt，预缓冲器14的输入信号Vin稳定为电压Vtgt(时间T13)。

接下来，半导体装置10进入模数转换时段(AD转换)，并且电压Vtgt由ΔΣADC 15进行模数转换。

开关SW1和SW2由开关控制器17来控制。

图6是负转换阶段的时序图。基本操作与正转换阶段的基本操作相同，因此省略其描述。

如上所述，半导体装置10还具有预充电功能，从而能够执行模数转换用于以高速获得电阻Rth。

接下来，将描述作为第一实施例的特性的噪声检测器16、电阻器R2和开关SW3的操作。如上所述，由于传感器电阻器Rth和端子I3通过线束来连接，所以电热塞噪声和喷射器噪声可能叠加在输入信号Vin上。这些噪声被RC滤波器(电阻器R1、R2、电容器C3)衰减，但是RC滤波器(时间常数)会影响电阻器Rth的测量时间。因此，在第一实施例中，噪声检测器16被提供以在检测到噪声时增加RC滤波器的时间常数，并且在未检测到噪声时减小RC滤波器的时间常数。

如果噪声检测器16未检测到噪声，则开关SW3被接通。由于电阻器R2被旁路，因此RC滤波器由电阻器R1和电容器C3组成(时间常数Tc1)。当噪声检测器16检测到噪声时，开关SW3被关断。RC滤波器由电阻器R1和R2和电容器C3组成(时间常数Tc2)。因此，Tc2>Tc1。Tc2和Tc1的具体数值取决于应用。例如，Tc2可以是Tc1的150至200倍。

图7是示出正转换阶段的操作的时序图。在图7中，噪声被叠加在时间T34至T35处的模数转换时段上。当噪声检测器16检测到噪声时，其将SW3关断。噪声检测器16不需要高速响应性能。这是因为由电阻器R1和电容器C3组成的RC滤波器使电热塞噪声和喷射器噪声的传播具有时间延迟。由于负转换阶段相同，因此省略其描述。

图8示出了噪声检测器16的示例。如图8所示，噪声检测器16包括放大器电路29、第一低通滤波器30、第一窗口比较器31、第二窗口比较器32、OR电路33、延迟电路34和OR电路35。

现在，将描述喷射器噪声和电热塞噪声。通常，喷射器噪声被称为具有高摆率和小振幅的噪声。电热塞噪声被称为具有较低摆率和大振幅的噪声。因此，噪声检测器16需要检测这些噪声的能力。因此，在该第一实施例中，第一窗口比较器31检测具有高摆率和小振幅的噪声，而第二窗口比较器32检测具有较低摆率和大振幅的噪声。

返回图8，将进一步描述噪声检测器16。放大器电路29是用于将噪声的AC分量放大的电路。放大器电路29包括第二低通滤波器(R6和C5)和运算放大器36。具有比预定频率(即，较高摆率)更高频率的噪声被放大器电路29放大。

第一窗口比较器31具有比较器37和38以及DC偏移电压39和40。比较器37用于检测噪声的上升，并且比较器38用于检测噪声的下降。放大器电路29的输出被连接到比较器37的非反相输入和比较器38的反相输入。第一低通滤波器30的输出经由偏移电压39而被连接到比较器37的反相输入。第一低通滤波器30的输出经由偏移电压40而被连接到比较器38的非反相输入。

比较器37将放大器电路29的输出信号与通过将DC偏移电压39添加到第一低通滤波器30的输出而获得的信号进行比较。因此，在具有预定频率或更高频率(即，高摆率)的噪声被输入时，比较器37输出Hi(高电压)。另外，由于噪声的AC分量被放大电路29放大，所以也可以检测具有小振幅的噪声。比较器38也是如此。

第二窗口比较器32具有比较器41和42以及DC偏移电压43和44。比较器41用于检测噪声的上升，并且比较器42用于检测噪声的下降。输入信号Vin被连接到比较器41的非反相输入和比较器42的反相输入。第二低通滤波器的输出经由偏移电压43而被连接到比较器41的反相输入。第二低通滤波器的输出经由偏移电压44而被连接到比较器42的非反相输入。

比较器41将输入信号Vin与通过将DC偏移电压43添加到第二低通滤波器的输出而获得的信号进行比较。因此，与比较器37相比，在具有低频率(即，低摆率)的噪声被输入时，比较器41输出Hi。与比较器37相比，比较器41检测具有大振幅的噪声。比较器42也是如此。

当比较器37、38、41和42中的任一个检测到噪声时，OR电路33输出Hi。

用于对OR电路33的输出波形进行整形的整形电路由延迟电路34和OR电路35组成。图9是延迟电路34和OR电路35的操作图像图。当图9所示的噪声进入输入信号Vin时，噪声峰值处于摆率被部分降低的状态。由于该峰值在两个窗口比较器31和32中均未被检测为噪声，因此噪声检测结果中生成狭缝。因此，通过OR电路35，在噪声检测结果(OR电路33的输出)与通过(延迟电路34)将延迟添加到噪声检测结果而获得的输出之间得到逻辑OR。结果，如图9所示，获得了没有缝隙出现的噪声检测结果。

当噪声检测器16检测到噪声时，开关SW3被关断。当噪声检测器16未检测到噪声时，开关SW3被接通。

如上所述，在根据第一实施例的半导体装置10中，当噪声检测器16检测到噪声时，具有大时间常数的RC滤波器变得有效。当噪声检测器16未检测到噪声时，具有较小时间常数的RC滤波器变为有效。这使得即可以实现衰减叠加的噪声，还以及缩短传感器电阻值测量时间。

不用说，第一实施例不限于上述实施例，并且可以进行各种修改。例如，电阻器R2可以是可变电阻器。备选地，电阻器R1和R2可以是可变电阻器。在这种情况下，开关SW3可以在噪声检测器16检测到噪声时，将可变电阻器的电阻值增大，并且可以在噪声检测器16未检测到噪声时，将可变电阻器的电阻值减小。

噪声检测器16包括两个窗口比较器31和32，但是不限于此。噪声检测器16可以根据待叠加的噪声类型而适当地改变。例如，可以使用三个或多个窗口比较器。备选地，可以简单地使用低通滤波器，只要它足以应付特定频率的噪声。

第二实施例

接下来，将描述第二实施例。图10是示出根据第二实施例的半导体装置10a的配置的图。与第一实施例的不同之处在于，旁路电路101被并联布置在电阻器R1的两端。旁路电路101包括运算放大器102和开关SW4、SW5。旁路电路101是如下电路，该电路用于更有效地执行第一实施例中描述的预充电。

将参考图11来描述根据第二实施例的半导体装置10a的操作。图11是正转换阶段的时序图。在该第二实施例中，添加了第二预充电时段(第二预充电)。首先，高电位参考电压Vp被设定为参考电压V1，并且低电位参考电压Vn被设定为参考电压V2。在时间T40处，开关SW1、SW2、SW4、SW5关断并且开关SW3接通。

接下来，半导体装置10a进入第一预充电时段(第一预充电)，并且开关SW2、SW5被接通(时间T41)。当开关SW2、SW5被接通时，预缓冲器14的输入信号Vin通过运算放大器12和102被充电有参考电压V1。由于运算放大器12的输出在端子I3附近被连接到输入信号V1，运算放大器12主要对电容器C1和C2进行充电。由于运算放大器102的输出在端子I5附近被连接至输入信号V1，运算放大器102主要对电容器C3进行充电。

接下来，半导体装置10a进入第二预充电时段(第二预充电)，开关SW1、SW4被接通，并且开关SW2、SW5被关断(时间T42)。输入信号Vin被充电有电压Vtgt，该电压Vtgt是通过电阻器Rref和Rth将参考电压V1和V2之间的电位差分压而获得的。在第一实施例中，在第一预充电时段之后，输入信号Vin被充电有电压Vtgt。此时，电阻器R1成为抑制输入信号Vin的电荷的因素。因此，在第二实施例中，输入信号Vin的充电通过经由开关SW4将电阻器R1旁路来促进。

接下来，半导体装置10a进入稳定时段，并且开关SW4在时间T43处被关断。在时间T44处，输入信号Vin稳定为电压Vtgt。

接下来，半导体装置10a进入模数转换时段，并且由ΔΣADC 15来对电压Vtgt执行模数转换。

在模数转换器中检测到噪声时的操作与第一实施例相同。

开关SW1、SW2、SW4、SW5由开关控制器17来控制。

由于负转换阶段与第一实施例相同，因此省略其描述。

如上所述，在根据第二实施例的半导体装置10a中，添加了第二预充电功能。除了第一实施例的效果之外，这还使得能够进一步减少电阻率测量时间。

第三实施例

接下来，将描述第三实施例。图12是示出根据第三实施例的半导体装置20的配置的图。与第一实施例和第二实施例的不同之处在于添加了第二控制电路201。

很难知道噪声被叠加在输入信号Vin上何时会发生。它也可能在第二实施例中所述的第二预充电时段期间发生。当噪声在第二预充电时段内生成并收敛时，在噪声收敛之后，输入信号Vin通过电压Vtgt被充电。但是，如果发生了在第二预充电完成之前和之后的持续(spanning)的噪声，则噪声电压将由RC滤波器保持。因此，模数转换的结果受到噪声的影响。因此，在第三实施例中，当噪声在检测到第二预充电结束之前和之后生成时，控制电路201将第二预充电时段延长。

图13示出了控制电路201及其真值表的示例。确定噪声是否在第二预充电时段期间被检测到并且被存储在RS触发器202中。逻辑元件203基于RS触发器202的输出和第二预充电信号，来输出开关SW4的控制信号。逻辑元件204基于RS触发器202的输出和噪声检测器16的输出，来输出针对开关SW3的控制信号。在图12和图13中，“第二预充电”信号对应于第二实施例中的开关SW4的控制信号。“噪声检测”信号是噪声检测器16的输出信号。

接下来，将参考图14来描述根据第三实施例的半导体装置20的操作。

图14是正转换阶段的时序图。如图14所示，噪声跨T54(T53至T54)生成，T54是初始第二预充电时段结束定时。控制电路201检测到该噪声，并且将第二预充电时段从时间T54延长到时间T55，直到噪声结束。

由于负转换阶段相同，因此省略其描述。

如上所述，在根据第三实施例的半导体装置20中，如果发生了在第二预充电结束之前和之后的持续的噪声，则第二预充电持续时间被延长。除了第一实施例的效果之外，这还可以防止电阻测量精度劣化。

第四实施例

图15是示出根据第四实施例的半导体装置30的配置的图。与第三实施例的不同之处在于第二控制电路201被控制电路201a替换。控制电路201a具有警报输出功能。从控制电路201输出的警报经由半导体装置30的输出端子O2被输出到外部。例如，MCU被连接到输出端子O2。

图16示出了控制电路201a的示例。控制电路201a是经修改的控制电路201，用以将RS触发器202的Q输出作为警报信号输出。

在第三实施例中，如果发生了在第二预充电结束之前和之后的持续的噪声，则第二预充电时段被延长。当持续的噪声的时段较长时，第二预充电时段也被延长。如果模数转换在固定(周期性)时刻开始，则经延长的第二预充电时段可能会与模数转换的起始重叠。在这种情况下，模数转换的结果可能会受到噪声的影响。因此，在第四实施例中，如果模数转换开始时刻和第二预充电时段重叠，则此时的模数转换结果被丢弃(忽略)。

图17是在第二预充电时段结束之前和之后，持续的噪声在长时间内生成的情况下的时序图。由于噪声从时间T63到时间T66生成，因此第二预充电被延长到时间T66。然而，时间T66是模数转换的起始时刻。控制电路201a在经延长的第二预充电时段(时间T62至T66)期间，输出逻辑值0作为警报信号(ALARM)。

如在第一实施例中所述，模数转换的结果被传输到与输出端子O1耦合的MCU 27。在该第四实施例中，警报信号也被传输到MCU 27。当警报信号(Q信号)在半导体装置30的模数转换的起始时刻(时间T66)具有逻辑值0时，MCU 27丢弃在该时间(时间T66至T67)模数转换的结果。

假设MCU 27知道半导体装置30的模数转换的起始时间。如果MCU 27指导半导体装置30的模数转换的发起，则可以实现这一点。备选地，半导体装置30可以将模数转换的起始时间通知MCU 27。此处，MCU 27可以是与MCU不同的半导体装置，只要它是能够与半导体装置30通信并控制半导体装置30的半导体装置。

传感器电阻Rth的主要应用是温度传感器，但是温度传感器的测量，即，电阻值Rth的测量被周期性地执行。例如，假设存在第(n)、第(n 1)和第(n 2)电阻值测量，并且模数转换结果在第(n 1)电阻值测量时被丢弃。这意味着第(n 1)测量值(温度)与第(n)测量值(温度)相同，但这在未假定是快速温度变化(例如，大约几百毫秒)的应用中不是问题。

在上述示例中，如果甚至在第(n 2)次之后，模数转换结果仍被丢弃，则继续使用第(n)次的测量值。如果这是不期望的，则MCU27可以在不丢弃第(n 2)测量的情况下，捕获第(n 2)测量。

备选地，模数转换结果可以不被丢弃，并且MCU 27可以设置转换结果受噪声影响的标志记录。

如上所述，在第四实施例中，当经延长的第二预充电时段与模数转换的起始时刻重叠时，警报被输出。除了第一、第二和第三实施例的效果之外，可靠性信息可以被添加到模数结果。

应当注意，本发明不限于上述实施例，并且在不脱离其实质的情况下可以进行各种修改。