具有宽带HF功率放大器特别是具有有源负载调制的N路Doherty放大器的传输和接收设备的制作方法

linear and efficient nway doherty amplifiers”ieee transactions on microwave theory and techniques，第55卷，第5期，2007年5月中首次发表。代替使用静态功率分配器，主放大器和有源负载调制器通过专门适配的功率和相位分布单独控制。所有输入的控制被组合成单元并且在下文中被称为控制函数。
8.对于控制函数，这会产生[2*n
‑
1]维空间，其中必须找到至少一个满足关于效率、线性度和带宽的优化准则的静态函数。变量n是放大器输入的数量。由于输出网络的特性朝着频带边缘显著改变，因此应当使用当前要放大的信号或信号集合的中心频率来跟踪控制函数。
[0009]
例如，从wo 2013006941 a1已知具有宽带变换器的宽带doherty放大器。宽带doherty放大器包括主放大器和辅助放大器以及宽带阻抗转换器，主放大器可以被操作以放大输入信号的第一部分，其中辅助放大器可以被操作以打开并放大输入信号的第二部分，输入信号的第二部分的幅度超过阈值幅度，并且宽带阻抗转换器连接在主放大器和辅助放大器的输出之间。宽带阻抗转换器基于主放大器的输出生成主放大器的经变换的输出信号。宽带阻抗转换器基于主放大器的输出生成主放大器的经变换的输出，其中宽带阻抗转换器包括耦合到定向耦合器的四分之一波长匹配线，其中定向耦合器具有与四分之一波长调整线匹配线相同的电长度。在一个实施例中，公开了一种具有doherty放大器体系架构的高频功率放大器。高频功率放大器包括将输入的高频信号拆分为第一信号和第二信号的信号分配器、放大第一信号以便形成第三信号的第一放大器、放大第二信号以便形成信号(第四信号)的第二放大器，以及将第三信号转换成第五信号的宽带阻抗转换器。宽带阻抗转换器包括耦合到定向耦合器的四分之一波长匹配线，定向耦合器具有与四分之一波长匹配线相同的电长度。特别地，定向耦合器是宽边耦合线耦合器。综上所述，wo 2013006941 a1描述了一种doherty放大器，其带宽通过阻抗逆变器的特殊设计而增加。在doherty体系架构中，要求阻抗逆变器将由功率晶体管提供的电流源转换成电压源。一种说法是回转行为。为此，迄今为止使用了λ/4线。但是，在使用先前的λ/4线的宽带中无法实现回转行为，因为当频率改变时波长改变，因此机械长度也必须改变。定向耦合器的使用增加了可以实现可接受的回转行为的带宽。
[0010]
为了在宽频带上提高设置有doherty输出网络的复合放大器的线性度，从de 601 24 728 t2已知的复合放大器包括经由doherty输出网络连接到负载的主功率放大器和功率辅助放大器以及用于在主放大器的输入信号中模拟和补偿功率辅助放大器的输出电流的非线性行为的其它部件。还提供了用于均衡或补偿复合放大器的频率响应的部件，以及用于从主放大器的输入信号中交叉耦合和减去用于辅助放大器的输入信号的经滤波版本的部件。交叉耦合滤波器模拟辅助放大器的阻抗并补偿主放大器和辅助放大器之间的直通阻抗或跨阻抗。此外，可以提供交叉耦合滤波器，它模拟从辅助放大器到输出节点的跨阻抗并补偿从主放大器到输出节点的跨阻抗。最后，提供了输入侧滤波器，用于均衡主放大器和辅助放大器的频率响应。因此，在从de 601 24 728 t2已知的复合放大器中，从主放大器的驱动器信号中减去模拟辅助放大器的非线性输出电流的输入信号的非线性函数。这样做的优点是无需扫描放大器效率即可消除或补偿输出中的非线性分量。非线性函数可以从辅助放大器的功率函数模型中获得(如果辅助放大器通过在类c中操作来提供非线性电流)，或者，以放大的形式，可以被预制和使用，既作为用于辅助放大器的驱动信号(然后可以偏置
其以在线性类b或ab中操作)又用于通过滤波器的交叉耦合。总之，de 601 24 728 t2描述了一种n路doherty放大器，其中输入到相关放大器核的输入信号的幅度和相位以非线性方式受到交叉耦合滤波器的有针对性的方式的影响，因此在非线性放大器核的输出处产生作为输出功率的函数的有利相位和幅度，该相位和幅度然后结合n路组合器导致效率和带宽的最大化。具有交叉耦合滤波器(其部分地也可以是有源的，即，放大)的非线性放大器核的输入处的网络可以被视为非线性模拟预失真或模拟控制函数。
[0011]
另一种宽带doherty放大器电路从us 2008/0 007 331 a1获知。该放大器电路包括信号求和节点、主放大器、将主放大器的输出耦合到信号求和节点的传输线、具有耦合到信号求和节点的输出的峰放大器、以及具有耦合到信号求和节点的较宽端和形成终端节点的较窄端的宽带阻抗转换器。总之，us 2008/0 007 331 a1示出了一种doherty放大器，其具有多频带阻抗逆变器，借助于此，可以在多个频带中实现回转行为。因而，未示出大的连续频率范围。此外，阻抗逆变器由长度为波长数量级并具有恒定宽度的线段构成。
[0012]
从de 10 2012 202 870 a1已知另一种类似的宽带doherty放大器电路。更具体而言，该放大器电路包括信号求和节点、被配置为以第一模式操作的第一放大器、被配置为向第一放大器提供阻抗变换和负载调制的阻抗逆变器、被配置为以第二模式操作的第二放大器，具有耦合到信号求和节点的输出的第二放大器，以及宽带阻抗转换器。宽带阻抗转换器具有耦合到信号求和节点的第一端和形成连接节点的第二端，其中宽带阻抗转换器被设计为在用于第一放大器的放大器电路的高频带宽的至少25％上表示实际阻抗。宽带阻抗转换器是锥形的并且耦合到信号求和节点的第一端比第二端宽，其中锥形在宽带阻抗转换器的长度上连续延伸。此外，提供阻抗转换器，其将第二放大器的输出耦合到信号求和节点。第二放大器的输出在求和接合点处直接连接到宽带阻抗转换器的第一端。特别地，宽带阻抗转换器被设计为确保放大器电路的高频带宽的至少30％上的实际阻抗。阻抗逆变器是λ/4波长传输线，其具有在信号求和节点处连接到宽带阻抗转换器的第一端的第一端和连接到主放大器的输出的第二端。此外，de 10 2012 202 870 a1公开了一种用于操作放大器电路的方法，该放大器电路包括信号求和节点、第一放大器和第二放大器，该方法在第一模式下包括以下方法步骤：经由阻抗逆变器将第一放大器的输出耦合到信号求和节点，以第一模式操作第一放大器，经由阻抗逆变器为第一放大器提供阻抗变换和负载变换，将第二放大器的输出耦合到信号求和节点，操作第二放大器。在第二模式下，该方法包括以下步骤：将宽带阻抗转换器的第一端耦合到信号求和节点，将宽带阻抗转换器的第二端耦合到终端阻抗，以及经由宽带阻抗转换器在放大器电路的射频带宽的至少25％上表示第一放大器的实际阻抗。具体而言，经由阻抗转换器将第二放大器的输出耦合到信号求和节点，并将第二放大器的输出在信号求和节点处直接连接到宽带阻抗转换器的第一端。总之，de 10 2012 202 870 a1公开了一种在阻抗转换器/组合器的输出处的输出变换器，这使得能够选择偏离在放大器输出处的原来通常50欧姆的、在组合器的星点(star point)处的阻抗。但是，这不会干预放大器核之间谐波处的功率交换。
[0013]
从ep 2 879 291 a1已知另一种类似的宽带doherty放大器电路，特别是具有有源负载调制的宽带功率放大器。有源负载调制提高了功率放大器的回退效率，这与整体效率相关，例如移动基站。特别地，宽带功率放大器具有主放大器核和至少一个辅助放大器核、连接到主放大器的输入和至少一个辅放大器核的输入的输入信号分配器，以及连接到用于
主放大器核的放大器核的输出和至少一个辅助放大器核的输出的输出组合器。输入信号分配器被设计为根据频率依赖的非线性输入控制函数将输入信号划分为用于主放大器核的第一信号和用于至少一个辅助放大器核的至少第二信号。输出组合器被配置为组合主放大器核和至少一个辅助放大器核的输出信号，并在低功率范围内的预定操作带宽上为基频和至少一个谐波频率提供主放大器核的最优端接阻抗的连续体，其中低功率区域被定义为其中至少一个辅助放大器核不活动。输出组合器被配置为在由两个有源放大器核定义的高功率范围内启用放大器核之间的相互负载调制，使得在负载调制下可以维持高效的波形整形。因此，放大器核的有源组件处的虚拟终端阻抗与用于基频分量和至少一个谐波频率分量的最优端接阻抗的连续体的偏差被最小化。此外，输出组合器被配置为通过将偏差维持在预定阈值以下来最小化放大器核的有源组件中的虚拟终端阻抗与用于基频分量和至少一个谐波频率分量的最优端接阻抗的连续体的偏差。输出组合器包括为主放大器核和/或辅助放大器核提供的阻抗转换器，并被配置为实现所需的连续多谐波终止条件和能力，并通过使用阻抗逆变器中的低通结构的元件在负载调制下维持它。输出组合器具有在输出组合器的输出处提供的输出变换器电路，并被配置为通过使用输出变换器电路中的低通结构的元件来实现连续多谐波终止条件和在负载调制下维持它的能力。低通结构是通过设备的电路结构的微带传输线中的阻抗阶跃来实现的。基于这种技术，阻抗逆变器可以在基频频带中提供期望的阻抗水平，同时吸收主放大器晶体管设备的寄生元件，并同时最小化连接的放大器核之间的谐波频率分量的传输/交换。因此，谐波频率处不想要的负载调制效果被最小化，并且为主放大器核处的至少一个谐波频率分量提供合适的反射相位(根据所使用的多谐终止接连续体)。特别地，输入分配器被配置为作为频率和瞬时功率的函数为相应的放大器核提供输入控制函数，使得：
[0014]
a)辅助放大器核操作开始时的功率水平取决于主放大器核负载的负载阻抗的实部的残余波动并且在低功率范围内频率依赖和/或
[0015]
b)以如下方式控制高功率范围内主放大器核和辅助放大器核的输出电流之间的复杂关系：放大器核的有源组件处的虚拟端接阻抗与用于基频分量和至少一个谐波频率分量的最优端接阻抗的连续体的偏差被最小化。为了最小化虚拟终端阻抗与用于基频分量和至少一个谐波频率分量的最优终端连续体的偏差，将该偏差保持在预定阈值以下。用于相应放大器核的输入控制函数可以借助于模拟(交叉耦合滤波器)或数字信号处理电路来实现，对于主放大器核和辅助放大器核使用不等的漏极偏置。最优端接阻抗的连续体指定了多个谐波频率处终端阻抗的组合的连续空间，这些谐波频率映射到有源设备(晶体管)的固有参考平面处的输出电压波形的连续空间，以便从这些波形产生恒定的输出功率和最优效率。基于限于两个谐波频率分量的理想模型，这种最优连续体例如由类j理论给出，如文献中所述(例如，在“on the continuity of high efficiency modes in linear rf power amplifiers”中)，参见ieee microwave and wireless components letters，第19卷，第10期，第665
‑
667页，2009年，以及wright，p.、lees，j.、benedikt，j.、tasker，pj、cripps，sc，“a methodology for realizing high efficiency class
‑
j in a linear and broadcast pa”，ieee transactions on microwave theory and techniques，第57卷，第12期，第2部分，2009)。这个终端连续体在有源设备(例如，晶体管)的本征漏极(或集电极)处形成波形连续体，在连续体的整个范围内具有恒定的输出功率和恒定的高效率。在一个
实施例中，不等的漏极偏置电压以如下方式被用于主放大器核和辅助放大器核：(一个或多个)阻抗逆变器的变换比(即，波阻)可以以连续多谐波终止条件可以更容易地或在更大的带宽上实现的方式改变。使用上述方法在线性和宽带功率放大器中以有源负载调制的概念实现类j的高效宽带rf功率放大提高了功率放大器的回退效率，并且能够在大的相对带宽>30％上实现高效的功率放大。总之，ep 2 879 291 a1示出了一种具有阻抗逆变器和组合器的解决方案，其已经包含与波长相关的短线元件作为离散电容和电感的替代品。
[0016]
此外，从de102012105260 a1已知具有恒定阻抗组合器的宽带doherty放大器电路。其中描述的实施例使用恒定阻抗组合器，当第一和第二峰放大器关闭时，恒定阻抗组合器的特征阻抗等于三路宽带doherty放大器电路中主放大器的所需负载调制的高阻抗状态。在这种窄带情况下，对主放大器呈现最小频带限制。当在回退功率区域中操作时，从主放大器路径中移除大部分的频带限制，从而在固定回退功率水平处产生该频率以上更恒定的功率和该频率以上更恒定的效率。其中描述的放大器实施例非常适合宽带应用，因此放大器电路可以同时覆盖两个或更多个相邻的操作频带，或者可以在整个操作频带上比现有的用于注册de102012105260 a1的体系架构更加一致。在放大器电路的一个实施例中，放大器电路包括以类b或ab模式偏置的主放大器、以类c模式偏置的第一峰放大器、以类c模式偏置的第二峰放大器以及恒定阻抗组合器。恒定阻抗组合器具有连接到主放大器的输出的第一节点、连接到第一峰放大器的输出的第二节点、连接到第二峰放大器的输出的第三节点以及连接到负载的第四节点。恒定阻抗组合器可操作以将第四节点处的负载阻抗变换(例如，改变)为第三节点处的经变换的阻抗，并在第一、第二和第三节点处提供相同的经变换的阻抗。根据用于操作放大电路的方法的实施例，de102012105260a1中描述的方法包括：
[0017]
‑
在类b或ab模式下对主放大器进行预张紧，
[0018]
‑
在类c模式下偏置第二峰放大器，
[0019]
‑
在类c模式下偏置第二峰放大器，
[0020]
‑
将恒定阻抗组合器的第一节点连接到主放大器的输出，将恒定阻抗组合器的第二节点连接到第一峰放大器的输出，将恒定阻抗组合器的第三节点连接到第二峰放大器的输出并将恒定阻抗组合器的第四节点连接到负载，以及
[0021]
‑
将第四节点处的负载阻抗变换为第三节点处的经变换的阻抗，使得在第一、第二和第三节点处提供相同的经变换的阻抗。
[0022]
根据放大器电路的另一个实施例，放大器电路包括可操作以在第一功率水平下开启的第一放大器、可操作以在低于第一功率水平的第二功率水平下开启的第二放大器，以及可操作以在所有功率水平保持的第三放大器。第一功率组合器可操作以在第一功率组合节点处将第三放大器的输出与第二放大器的输出组合以形成第一组合的放大器输出。第二功率组合器可操作以在第二功率组合节点处将第一组合的放大器输出与第一放大器的输出组合以形成第二组合的放大器输出。阻抗转换器可操作以将放大器电路的负载阻抗变换为第二功率组合节点处的经变换的阻抗，其中经变换的阻抗适于例如第一和第二功率组合器的相同阻抗。根据用于操作放大器电路的方法的另一个示例性实施例，de 102012105260 a1中描述的方法包括：
[0023]
‑
在第一功率水平下接通第一放大器，
[0024]
‑
在低于第一功率水平的第二功率水平下接通第二放大器，
[0025]
‑
在所有功率水平下接通第三放大器，
[0026]
‑
在第一功率组合节点处将第三放大器的输出与第二放大器的输出组合以形成第一组合的放大器输出，
[0027]
‑
在第二功率组合节点处将第一组合的放大器输出与第一放大器的输出组合以形成第二组合的放大器输出；以及
[0028]
‑
在第二功率组合节点处将放大器电路的负载阻抗变换为经变换的阻抗，其中从第二功率组合节点到第一功率组合节点不发生阻抗变换。
[0029]
最后，根据de 102012105260 a1中描述的三路宽带doherty放大器电路的实施例，该电路包括可操作以在第一功率水平下开启的第一峰放大器、可操作以在低于第一功率水平的第二功率水平下开启的第二峰放大器，以及可操作以在所有功率水平下开启的主功率放大器。当第一和第二峰放大器关断时，主功率放大器具有高阻抗负载调制状态。doherty放大器电路还包括连接到每个放大器的输出的恒定阻抗组合器。恒定阻抗组合器具有在负载调制状态下以高阻抗适应主放大器的阻抗的特征阻抗，有或没有将主放大器的输出连接到恒定阻抗组合器的输出适配设备，如从主放大器的输出所看到的。
[0030]
此外，de 10 2010 018 274 a1描述了一种用于设计具有匹配网络的电子电路的方法，特别是用在doherty功率放大器中，其目的在于优化有源负载调制。发明涉及一种用于设计电子电路的特征变量的方法，例如s参数或小信号噪声图或有效输入反射因子或有效输出反射因子或有效输出电阻或翻转稳定性因子或n阶功率放大或互调产物或n阶谐波失真或失真因子或功率放大的效率或噪声图或压缩点或压缩功率或功率放大的压缩或小信号特点的平均值或小信号特点的积分，可以以全自动方式执行，特别是以计算机控制的方式。为此，电路的元件(诸如晶体管、阻抗等)的测量数据由测量确定。测量数据以程序序列输入，用于计算电子电路的匹配网络的元件。这使得能够计算例如匹配网络的电容或电感元件。用于设计电路的方法有几个步骤。在第一步中，确定第一经变换的源反射因子的第一值和第一经变换的负载反射因子的第二值。提供了若干子步骤来确定第一值和第二值。确定多个第一距离。第一距离不是欧几里得距离，而是所谓的庞加莱(poincare)距离。在de 10 2010 018 274 a1中描述的方法中，任意或可预定数量的第一对点被确定为第一个圆上的第一对点和和第二个圆上的第二对点。第一个圆上的第一对点被确定为第一经变换的源反射因子，并且第二个圆上的第二对点被确定为第一经变换的负载反射因子。第一特征变量的值被指派给第一点对中的每一个。例如，可以通过基于电路的特征变量的模型和/或测量的计算来执行指派。在de 10 2010 018 274 a1中描述的方法的后续步骤中，匹配网络基于经变换的源反射因子的第一值、经变换的负载反射因子的第二值、源反射因子和负载反射因子来确定。确定匹配网络的步骤也可以以自动方式执行。例如，选择拓扑，即，第一匹配网络的电容和电感的布置。随后，根据经变换的源反射因子的第一值、经变换的负载反射因子的第二值、源反射因子和负载反射因子计算匹配网络的电容值和电感值。但是，总之，可以确定该方法限于基本中的适配条件，并且没有描述谐波的影响。
[0031]
此外，de 10 2014 115 315 a1示出了rf功率晶体管的输入适配，即，用于处理rf功率晶体管的典型低阻抗输入行为的解决方案。这个问题在要求保护的放大器体系架构中通过经典的线变换通过设计变换器来解决，该变换器将rf功率晶体管的输入与输入引线电解耦并且将电感耦合，以禁用频率低于rf功率晶体管的rf频率范围的信号，使得低频信号
不会被低频下正向电压增益中的扭曲放大。在另一个实施例中，变换器被配置为通过将rf功率晶体管的栅极与输入引线电解耦并将电感耦合来禁用低于rf功率晶体管的rf频率范围的信号并转发在rf功率晶体管的rf频率范围内的信号。
[0032]
此外，de 10 2014 213 684 a1示出了一种宽带doherty放大器体系架构，其相对于放大器核以及阻抗逆变器和组合器差分实现。差分设计隐含地导致放大器核处的二次谐波的终止。二次谐波的终止不需要特殊的网络。这避免了必须设计正确终止最高基频和最低二次谐波的色散网络的问题。如果这两个频率非常接近，那么必要的是网络必须沿着频率轴突然改变其行为。由于质量原因，这是不可能的，因此限制了系统的带宽。即使乍一看，差分线引导隐含地导致2次谐波的终止似乎是有利的，但明显，它的色散行为不会受到具体影响，因此没有扩展的放大器类(类j、类f连续)是可能的。
[0033]
此外，de 10 2016 106 278 a1描述了一种具有集成的变换线平衡
‑
不平衡变换器(balun)的宽带doherty放大器电路。在所示的doherty体系架构中，所有组件都容纳在外壳中。折叠线同时充当用于从对称信号到非对称信号的过渡的平衡
‑
不平衡变换器以及充当阻抗变换器。此外，阻抗逆变器被设计为简单的λ/4线。传输线变换器
‑
平衡
‑
不平衡变换器形式的组合器在二次谐波处自动呈现高阻抗，从而实现更大的带宽。二次谐波的终止不要求附加的网络，并且终止是隐式给出的。
[0034]
此外，de 10 2016 123 932 a1示出了集成到组件包装中的doherty放大器电路，其中阻抗逆变器由t网络代替λ/4线来替换。二次谐波分别由串联谐振电路(吸入电路/谐波陷波器)终止。因此，避免了放大器核之间二次谐波处的功率交换，这提高了效率。因此，终止的带宽定义了可以在其上实现高效率的带宽。
[0035]
此外，de 10 2016 105 742 a1示出了一种doherty体系架构，其具有经典λ/4线形式的阻抗逆变器和输出线变换器。由于高原始值和高频率，线长度足够短，以便将它们放置在包装中。没有公开用于在二次谐波处提供特定终止剖面的特殊网络。
[0036]
如从上述现有技术可以明显看出的，许多宽带doherty放大器电路，特别是具有有源负载调制的，早已为各种应用所知。例如，rf功率放大器被用于航空l频带(960mhz
‑
1215mhz)中的传输信号，特别是用于飞行无线电ssr、mode
‑
s、uat、l
‑
dacs、ads
‑
b和dme的传输、定位和二次雷达标准的输出级放大器。此外，数字传输和接收设备用在基于无线电的飞行交通管制领域中，这是用于诸如ssr和uat标准中的ads
‑
b(角度估计，时间差)或l
‑
dacs标准中的通信和导航之类的服务的平台。接收和传输数据可以借助于通信接口与一个或多个中央服务器交换。因而，在实践中，需要一种满足所有标准的要求的多用途功率放大器，特别是根据与集成的电子器件相结合的数字传输和接收模块，其能承受恶劣的外部/户外使用以及内部操作，因此旨在启用长寿命操作。外部或环境影响的示例是：
[0037]
·
天气影响(例如，环境温度)，
[0038]
·
电气影响(例如，雷击、过压、过流)，
[0039]
·
安装地点影响(例如，天线电缆长度、污染、工业灰尘)等。
[0040]
在放大器设计领域，目标：
[0041]
·
调制波形的高效率
[0042]
·
高峰功率
[0043]
·
高相对带宽
[0044]
·
高线性
[0045]
彼此冲突。借助于合适的结构措施与电子器件相结合，高性能和宽带应用的体系架构旨在适于抑制寄生效果，特别是漏极寄生的补偿，并且实现简单的构造，这确保经济高效和稳健的产品。


技术实现要素：

[0046]
借助于合适的结构措施结合电子器件，本发明的目的是提供一种适于高功率和宽带应用并且其传输功率在10瓦以上至近似2000瓦的高功率传输和接收设备。
[0047]
根据专利权利要求1，这个目的得以实现，被由此发布，其中，在每种情况下，在主功率放大器的放大器核输出处和在至少一个峰功率放大器的放大器核输出处提供附加的多谐波变换线，并且提供连接到阻抗转换器或输出组合器的输出的环行器，其中借助于环行器来保护上游的主功率放大器和至少一个峰功率放大器免受输出侧的过压和过流，其中环行器以如下方式将能量派发给连接到环行器的集流电阻器(sump resistor)：环行器具有用于输出组合器的50欧姆的端接阻抗，在近似2000瓦的脉冲传输功率下模块既具有高相对带宽又具有高效率，使得能够进行模块的无风扇操作，并且保护模块免受雷击。
[0048]
借助于本发明的这个实施例，提供了一种用于超过1000瓦的传输功率的数字的、能量高效的、无风扇的、可配置的、被保护以免受雷击的高功率传输和接收设备。
附图说明
[0049]
可以从以下参考附图对本发明的优选实施例的描述中收集进一步的优点和细节。图中：
[0050]
图1示出了根据本发明的传输和接收设备的实施例的框图，
[0051]
图2示出了用于应用案例机场的收发器的框图，
[0052]
图3示出了根据本发明的rf功率放大器的传输频率上的pae(功率附加效率)的图，
[0053]
图4示出了根据ota测试(空中测试)测量rf传输功率的电路配置，
[0054]
图5以剖面图示出了根据本发明的模块gsz的排气套管的印刷电路板壳体，
[0055]
图6以平面视图示出了根据图5的印刷电路板壳体，
[0056]
图7示出了有源负载调制的rf功率放大器的实施例的电气等效电路图，
[0057]
图8示出了根据本发明的传输和接收设备的不同天线配置，
[0058]
图9示出了根据本发明的具有附加微带线的3路doherty的体系架构，
[0059]
图10示出了没有变换器的基本两路doherty的相对带宽(现有技术)，
[0060]
图11图示了根据本发明的在主功率放大器和有源负载调制器/峰功率放大器处具有偏移线的两路基本掺杂剂的相对带宽，
[0061]
图12示出了没有变换器的基本三路掺杂剂的相对带宽(现有技术)，
[0062]
图13示出了根据本发明的在主功率放大器和有源负载调制器/峰功率放大器处具有偏移线的基本三路掺杂剂的相对带宽，
[0063]
图14示出了具有驱动功能的三输入的结构，
[0064]
图15是输出组合器(负载匹配的组合器lmc)的第一实施例的布局，
[0065]
图16是输出组合器(宽带回退组合器wbc)的第二实施例的布局，
[0066]
图17示出了图15的输出组合器的回退点处的平均功率效率pae，
[0067]
图18示出了具有图15的输出组合器的rf功率放大器hpa在不同频率下的效率和增益，
[0068]
图19示出了针对rayleigh分布的电压波形的平均功率效率pae，
[0069]
图20示出了图16的输出组合器的回退点处的平均功率效率pae，
[0070]
图21示出了具有图16的输出组合器的rf功率放大器hpa在不同频率下的效率和增益，
[0071]
图22示出了rayleigh分布的电压波形的平均功率效率pae，
[0072]
图23示出了gan hemt功率放大器的栅极电流和压缩电平图，
[0073]
图24具有漏极寄生的晶体管模型，
[0074]
图25具有吸收网络的晶体管模型，
[0075]
图26示出了具有吸收网络和电压电源的非线性晶体管的等效电路图，
[0076]
图27示出了基于变换器的两路doherty功率放大器的等效电路图，
[0077]
图28示出了用于静态拆分器和控制函数的相对带宽，
[0078]
图29示出了根据本发明的具有变换器的两路rf高功率放大器的相对带宽和优化曲线的相关联参数σ(用于设置功率晶体管的性能)，
[0079]
图30示出了具有三个参考电平的三路doherty功率放大器(现有技术)，以及
[0080]
图31示出了用于每个个体放大器(模型)的部分网络，
[0081]
图32是本发明的模块的实施例的布局，
[0082]
图33是根据本发明的模块的结构设计细节的剖面图，
[0083]
图34是细节的另一个实施例的剖面图，
[0084]
图35是用于漏极电流测量的实施例的框图，以及
[0085]
图36是用于栅极电流测量的实施例的框图。
具体实施方式
[0086]
图2示出了用于应用案例机场(地面站)的收发器的实施例的框图，它由四个组件组成，即，在输入侧的不间断电源单元ups和随后的模块gsz、可切换的低噪声放大器电路lna和天线a。系统的(收发器系统的)所有组件的壳体都是无电位构造的。壳体可以或者采取保护地(pe保护地、保护导体)的电位，或者可以设计为法拉第笼(即，作为所有面封闭的外壳，充当电屏蔽)，它在内部区域中是无场的。组件的电子器件与壳体电位电绝缘。
[0087]
ups模块是不间断电源单元并由ac电源供电。在输出侧，电源单元ups供应48v dc电信电压(dc直流，即，dc电压)。电源单元ups可以或者经由plc(电力线通信)或者经由com接口(通信装备)与模块gsz交换有用的数据。根据本发明，输出使得能够电位分离的安装。以这种方式，由电信电压供电的电子器件没有pe(保护地)电位。这种电源概念确保了保护免受pe线上可能发生的过流和过压。另一个优点是dc电源线(vdc和gnd)在物理和电气上与保护导体(pe)的干扰特性解耦，从而使得能够提高snr(信噪比)。因此，确保了plc
‑
和com
‑
信号的低干扰传输，因为没有耦合会从保护导体(pe)的干扰信号发生。
[0088]
传输/接收系统还具有根据本发明的高能效hf高功率放大器hpa，其适于具有近似63dbm(近似2000瓦)的最大传输功率(即，近似2000瓦的脉冲传输功率)的在航空l频带
(960mhz
‑
1215mhz)中的传输信号。后者用作用于飞行无线电的传输标准ssr、mode
‑
s、uat、l
‑
dacs和dme的输出级放大器。hf高功率放大器hpa是模块gsz的组成部分，其被设计为具有三个接收器和一个高功率发送器的室内/室外地面站作为用在基于无线电的飞行交通管制领域中的廉价的数字传输和接收设备。传输和接收设备是用于诸如ssr和uat标准中的ads
‑
b(角度估计，时间差)或l
‑
dacs标准中的通信和导航之类的服务的平台。接收和传输数据可以借助于通信接口与一个或多个中央服务器交换。根据本发明，gsz模块是用于航空l频带的具有高达63dbm的传输功率的数字的、节能的、无风扇的传输和/或接收设备。模块gsz的模块化结构原理允许不同的配置，具有一个高功率发射器的经由7倍接收器到3倍接收器的1倍传输或接收设备。
[0089]
连接到模块ups输出的模块gsz可以在两个实施例中配置，即，经由紧凑的19”机架的室内操作，和在坚固、紧凑的ip67室外壳体(ip 67：防尘并且防水)中的室外/室外使用。通过提高hf高功率放大器hpa的效率并因此降低功率损耗，模块gsz的冷却是纯被动的，即，根据本发明，两种壳体类型都可以设计为没有风扇。这减少了维护工作，另一方面，延长了服务寿命。
[0090]
连接到模块gsz的输出的是可切换低噪声放大器电路lna(参见图2)，其具有用于放大接收信号的低噪声放大器(lna)、两个滤波器/双工器(一个在传输串中，一个在接收串中)和一个开关电路。所有接收器通道和测试回路电路都有受控的电压电源，用于接通、关断和切换低噪声放大器(lna)、开关电路和两个滤波器/双工器。开关电路可以或者在模块输入处或者在与lna一起的滤波器/双工器下游使传输串和接收串短路。此外，测试回路电路也可以用接收串短路。与ota测试(空中)一起，测试各个元件(电缆、滤波器/双工器、lna、插头、天线)的正确功能。根据本发明的传输/接收系统的结构使得能够选择性地确定模块gsz与天线a之间的误差。维护和故障分析所需的时间因此大大减少，因为仅更换或修理有故障的元件。
[0091]
总之，模块lna中lna/开关/双工器的功能如下。lna(可切换低噪声放大器电路)模块包括集成在接收路径中的lna(低噪声放大器)。在接收模式下，lna可以接通或关断。当lna开启时，接收到的信号被附加地放大。这可以或者在接收信号功率弱的情况下或者用于补偿模块gsz和天线模块a之间的电缆(例如，rx电缆rxk或tx电缆txk，参见图4)上的损耗而完成。
[0092]
此外，模块lna包括或者双工器或者滤波器，在每种情况下都在传输和接收串中。双工器或滤波器是纯粹的无源元件。
[0093]
多个开关安装在lna模块中，用于测试和维护目的。开关允许传输串与接收串短路。如果开关在lna模块的输入处短路，那么可以对模块gsz和lan模块之间的电缆执行分析。开关矩阵允许来自lna和到lna的短路。因此，lna的质量和放大可以在线或以特定时间间隔执行。此外，开关矩阵使得能够进行天线测试。在这种情况下，传输信号经由测试回路被发送出到传输天线sa中并经由耦合在接收天线ea处的自由空间被接收。来自测试回路的传输功率可以被设置为允许的小水平，使得在天线测试期间不生成通信干扰。
[0094]
天线a的结构取决于模块gsz的配置，其可以并联连接，使得可能的天线配置的数量因此增加。因此使在平面结构中的天线的操作成为可能。各种天线配置在图8中示出。
[0095]
针对应用案例机场，特别是针对在使用传送时间测量的定位方法(二次雷达原理)
中当前的航空l频带(当前为1ghz至2.6ghz)，以下参考附图1更详细的描述和解释作为模块gsz的一部分的rf高功率放大器hpa。二次雷达设备的发送器通常被设计用于飞行保护，脉冲功率为2000瓦，但在传输功率中可以以3db的步长降低。在本发明的范围内，可以在第三代lte(称为长期演进，也称为3.9g)或未来扩展lte
‑
advanced或4g、在下一代移动网络项目(ngmn)中或在vhf飞行无线电频带中(目前为117.975mhz至137mhz，用于带有旋转无线电信标(甚高频全向无线电等级vor)的导航无线电服务)或仪表着陆系统(ils)(目前为108mhz至117.975mhz)的当前移动无线电标准中使用。
[0096]
模块gsz的效率取决于高功率rf放大器hpa的pae(功率附加效率)。具有高功率效率pae的高功率经典高功率放大器的线性度差。低线性度导致传输信号经历与功率相关的幅度和相位调制。调制生成传输信号失真以及带内和带外干扰。在诸如ofdm(正交频分复用)之类的调制方案的情况下，传输信号失真会导致接收侧信号不能被解调，这意味着通信中断。
[0097]
为了实现rf高功率放大器hpa的高pae值和线性输出特点，rf输出级放大器被设计为最大输出功率为63dbm的三路doherty放大器。高功率rf放大器hpa具有56％的平均功率效率pae(参见图3：10db papr信号的平均pae)和具有两个功率回退点的线性输出特点，并在类jfont操作中实现。rf高功率放大器hpa的rf带宽的阻抗由连接到三个放大器输出的输出组合器c表示。输出组合器c的输出连接节点处的阻抗为50ω。
[0098]
根据doherty原理，在传输信号达到峰值时，主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1和第二峰功率放大器dp2这三个放大器操作，并各自设有负载调制，这允许最高输出功率。如果传输信号的功率减小，那么第二峰功率放大器dp2关闭，并且只有两个放大器(即，主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1)操作，称为第一功率回退。随着传输信号的功率继续减小，第一峰功率放大器dp1ab关闭，并且只有主功率放大器dm在操作，称为第二功率回退。峰功率放大器dp1、dp2在降低的传输功率下关断，以便实现最优负载调制。这确保高程度的效率和高放大率。rf高功率放大器hpa仅放大调制传输信号的基波，并且尽可能宽带地短路高次谐波(相反的行为，即，基波电容性，而谐波电感性)。以这种方式，实现了高带宽和高效率两者。因此，高线性度是根据本发明的rf高功率放大器hpa的另一个特征(参见图18和21)。因此，可以在传输信号的生成中使用所有调制方法，例如am、gpsk、ofdm(也可以考虑其它方法)，并且其经由完整的航空l频带。用于l频带内特定频率的方法定义仅受标准限制。
[0099]
航空l频带介于960mhz和1215mhz之间。根据本发明的高功率放大器hpa(高功率放大器)在整个l频带内实现了高效率和线性度，这不是那么简单。gan晶体管的寄生电感和电容以及导体轨道结构(吸收网络abn、阻抗转换器an1、λ/2和λ/4微带线、输出组合器c)具有与频率相关的阻抗。此外，高频信号中的阻抗随位置的变化而变化。这是另一个挑战，因为根据本发明的hf高功率放大器hpa的谐波(至少2次)可以被短路。根据本发明的rf高功率放大器hpa的实施方式现在以如下方式被设计：在l频带中具有阻抗匹配的导体轨道结构。特别地，根据本发明的rf高功率放大器hpa不仅适用于设计频率，而且适用于包括频带限制的完整l频带(为了实现这一点，合适的控制函数是必要的)。因此，根据本发明的hf高功率放大器hpa是宽带的，这与现有技术相比是个特征。
[0100]
相对带宽效率是将不同放大器或滤波器相互比较的大小，具体参见本描述的第39
页或第29页。
[0101]
此外，在本描述中，在侧41/42，指定了根据本发明的rf高功率放大器hpa的相对带宽效率be，其明显高于例如从针对输入侧描述的公开已知的(参见本描述的第2页)。带宽效率be是最大效率损失10％的点，可以计算为：
[0102]
be＝2*(fo
‑
fu)/(fo fu)。
[0103]
通过将附加的λ/4阻抗逆变器应用于峰功率放大器核dp1、dp2以及主放大器核dm，扩展经典的“少得不能再少的(barely bone)”三路doherty功率放大器dpa。带有附加微带线的3路doherty的体系架构在图9中示出。所有微带线的长度为l＝λ
d
/4。
[0104]
这些等式是通过使用abcd参数(也称为链矩阵)导出的。为了针对设计的频率求解给定网络，将其分解成三个不同的子网络。第一子网络a将主放大器dm连接到第一峰功率放大器dp1。第二子网络b将主放大器dm连接到第二峰功率放大器dp2，而c将两个峰功率放大器dp1、dp2彼此连接。子网络的abcd矩阵如下给出：
[0105][0106][0107][0108]
下一步是计算电流源的终端处的阻抗：
[0109][0110][0111]
design technique for ultra
‑
wideband doherty power amplifiers”ieee transactions on microwave theory and techniques，第62卷，第12期，2014年12月或a.barakat、m.thian、v.fusco：“towards generalized doherty power amplifier design for wideband multimode operation”sbmo/ieee mtts international microwave and optoelectronics conference(imoc)，2015年或a.barakat、m.thian、v.fusco、s.bulja、l.guan：“international microwave and optoelectronics conference(imoc)”ieee transactions on microwave theory and techniques，第65卷，第3期，2017年3月。在提到的出版物中，有源负载调制器(下文中也称为峰功率放大器dp1、dp2)上的偏移线被用于增加放大器在特定频率下的相对带宽。这些偏移线是微带线(λ/4线)，具有将设计频率(即，特定频率)处的信号设置为特定相位偏移的特性。
[0130]
此外，每条微带线都具有由于长度λ/4而导致的阻抗变换特点。
[0131]
本发明的hf功率高功率放大器hpa与现有技术的决定性区别在于在主功率放大器dm和峰功率放大器dp1、dp2处安装了附加的偏移线/微带线lah(它不是透明线，如将在下面更详细地描述的)。这种扩展在放大器效率、使用调制波形以及高峰功率下的相对带宽的优点方面提供了大的优势。借助于附加的自由度(意味着特征阻抗ze0和ze1，即，两个自由度)，根据本发明，可以在偏移线结构的设计中找到最优，其中带宽被扩展或增加并提供对应的灵活性。为此目的可以找到两个限制情况。
[0132]
在第一种限制情况下，hf高功率放大器hpa在回退中具有非常高的带宽。这是通过设置z0_z1_rl来实现的。当然，有源负载调制器的偏移线lah具有寄生影响，因此必须适当地选择它们的特征阻抗，以便最大化高功率hf放大器hpa的总带宽。为了使hf高功率放大器hpa适应50ω终端，特别地使用附加的阻抗变换器。取决于功率范围，这种变换器可以或多或少昂贵，并且因而要求或多或少的印刷电路板空间。
[0133]
第二种限制情况不要求在输出处的附加的阻抗变换器。偏移线lah的变换特点可以被用于针对rl＝50ω(或任何其它期望的终端阻抗)直接调整高功率rf放大器hpa的输出。特别地，使用完全相同的、优选地用于驱动级的hemt晶体管和完全相同的晶体管被用作主和峰功率放大器(dm、dp1、dp2、
…
)。因此，温度、老化和类似的依赖性(不仅是晶体管的，还有电压电源的)应当在同一方向上漂移。在这种情况下，自由度存在，其可以被用于优化rf高功率放大器hpa的总带宽。
[0134]
关于最大相对带宽，存在两种限制情况之间的最优选择。取决于应用和边界条件，rf高功率放大器hpa可以定位在两种限制情况之间。因此，只要求简单且节省空间的输出变换器，而不是大面积的输出变换器。优点是高功率hf放大器hpa的相对总带宽更高。
[0135]
根据本发明的hf高功率放大器hpa的另一个优点是晶体管寄生的吸收(参见图30、图31)。晶体管在其端子处具有寄生电容和电感。晶体管寄生降低了放大器的相对带宽。这些必须被适当地吸收，以便保证放大器的期望功能和高的相对带宽。
[0136]
主功率放大器dm和有源峰功率放大器dp1和dp2/有源负载调制器pp1和pp2处的偏移线lah使得能够吸收大寄生并附加地允许多谐波终止(在文献中也称为偏移线，在本技术中，这也称为“多谐波变换线”)，其允许高的相对带宽。这些特点使得多谐波变换线(偏移线)lah成为重要的工具。在本发明的范围内，多谐波变换线/偏移线lah同时具有三个任务：
[0137]
a)提供开路(open)。如果峰晶体管“关闭”，那么它们具有残余电容。这在偏移线
lah(基波)的输入处被变换成开路。因此，偏移线lah也比λ/2线短。
[0138]
b)多谐波匹配。在谐波中，某些复杂的频率依赖的端接阻抗必须呈现给晶体管，以便提高效率和带宽。在此，术语“λ/2线”不满足事物的核心，因为该术语仅指基波。
[0139]
c)变换。偏移线lah还变换基波中的阻抗，以便能够在实际输出组合器c处对其进行最优设计。
[0140]
在放大器的纯理论视图中，通常在宽带类b操作中操作主放大器(dm)和有源负载调制器(dp1、dp2)(例如，如这个出版物中所示：j.h.qureshi：“a wide
‑
band 20w lmos doherty power amplifier”ims 2010)。这个过程使得可以表征放大器并将它们彼此进行比较。随后对两路doherty功率放大器(现有技术)和具有多谐波变换线/偏移线lah的三路doherty功率放大器(本发明)执行这个分析。
[0141]
图10示出了没有变换器的现有技术的基本两路掺杂剂的相对带宽(根据等式(18)，作为ε的函数的曲线族)。
[0142][0143]
在等式(18)中，放大器核dm、dp1、dp2的漏极电压被指定为uds，而p
tot
表示放大器的峰输出功率。如果uds被设置为某个值，那么曲线族表示不同峰功率的相对带宽。ε越低，峰功率越高。
[0144]
例如，对于uds＝50v的曲线ε＝2表示峰功率为1250w的rf高功率放大器hpa。从图中可以看出，减小ε(意味着增加峰功率)导致减小相对带宽。
[0145]
图11示出了根据本发明的两路doherty的性能，即，在主功率放大器dm和有源峰功率放大器dp1和dp2/有源负载调制器pp1和pp2处具有偏移线的基本两路doherty的相对带宽。高功率rf放大器hpa使用现有的自由度进行了优化，以最大化相对带宽。将认识到曲线族紧密地在一起并且一般具有增加的相对带宽。
[0146]
图12图示了现有技术的基本三路doherty的相对带宽。
[0147]
图13示出了根据本发明的三路doherty的性能，即，在主功率放大器dm和有源峰值功率放大器dp1和dp2/有源负载调制器pp1和pp2处具有多谐波变换线/偏移线lah的基本三路doherty的相对带宽。高功率射频放大器hpa使用现有的自由度进行了优化，以最大化相对带宽。将认识到曲线族紧密地在一起并且一般具有增加的相对带宽。
[0148]
对于高峰功率，或更一般地，对于低ε值，根据本发明的两路和三路doherty的相对带宽增加，这一般适用于n
‑
路doherty。
[0149]
高峰功率由于突然的热加热而造成物理负载。在测试结构中使用具有70μm铜护套和介电常数εr＝6.3的微带线以用于高热阻。此外，gan hemt晶体管已被用于高功率hf放大器hpa(例如具有500w)的所有三个放大器核dm、dp1和dp2，而用于ads(高级设计系统，特定仿真软件)的高精度模型也可用。这些模型用于整个设计过程。主功率放大器dm的栅极偏置被设置为ugm＝
‑
2.7v，而峰功率放大器dp1和dp2被设置为ugp＝
‑
4.5v。所有放大器dm、dp1和dp2的漏极电压为uds＝50v。
[0150]
与具有单输入和单输出的现有技术doherty功率放大器dpa(其由静态功率分配器组成并且根据主放大器核dm和峰功率放大器核dp1和dp2来划分输入信号)相反，根据本发
明，具有多个输出的数字输入信号分配器et已用在hf高功率放大器hpa中。这种类型的分配器是通过将静态功率分配器从模拟范围移到数字范围中而获得的。数字输入信号分配器et使得能够优化功率分配比，并针对每个频率和每个输入驱动电平控制各个放大器核。因此，每个放大器核可以在其功率和相位位置上被单独驱动；这导致更高的带宽和更好的效率。在下文中，数字输入信号分配器et被称为控制函数。
[0151]
控制函数et在fpga中被实现为查找表(参见附图)。fpga(现场可编程门阵列)的更多组件，即，dsp(数字信号处理器块)和dpd(数字预失真，传输信号的数字预失真)在下面详细描述。控制函数et连接在多路复用器(多个输入和一个输出，图中未示出)的上游；这在多个输入处接收不同调制的信号，诸如am(调幅)、gpsk(高斯相移键控)、ofdm，即，输入处的控制函数/数字输入信号分配器et可以将多种调制方式转换成对doherty功率放大器的控制。用于其它调制方法的控制算法也可以通过软件扩展。此外，控制函数et使高功率rf放大器hpa在不同设计频率下的高效和宽带操作成为可能。控制函数et是频率和输入功率的函数，并且具有驱动功能/控制函数的三输入数字信号分配器et的构造在图14中示出。
[0152]
某些类型的源在数字域dd(数字域)中生成任意信号，该信号被馈送到控制函数/输入信号分配器et，控制函数/输入信号分配器et属于相应的放大器核dm、dp1和dp2。控制函数et生成相应的输出并将其在驱动放大器核dm、dp1和dp2的数模转换器dac(作为集成电路的数模转换器)的方向上传递。控制函数et表示非线性函数，而由控制函数et、放大器核dm、dp1和dp2以及输出组合器c组成的上级传递函数相对于连续波是线性函数。在本发明的上下文中，可以为经调制的波(参见图1)提供dpd模块(数字预失真)以便控制存储效应。控制函数et的非线性可以表示数模转换器dac的挑战，因为它们必须满足增加带宽的要求。
[0153]
执行谐波补偿模拟以便识别控制函数et。高功率rf放大器hpa的每个输入都有两个自由度，包括幅度和相位。总的来说，这导致六维空间，在这个空间中发生优化。用于模拟硬件的合适解决方案包括执行阶梯式识别过程，其中借助于输入处相对于零的小变化，输出功率增加到最大值，并且特别是输出功率、相位、效率和增益被观察到。由于小变化，这表示几乎无风险的过程，因此避免了放大器核的破坏。
[0154]
可能的控制函数/数字输入信号分配器et不仅有一个，而是无限丰富的。它们的行为取决于在识别过程期间考虑的测量的集合以及它们被赋予的权重。例如，有可能生成聚焦于效率的最大的控制函数et。这个控制函数et不同于目标为将到数模转换器dac的生成的小带宽的扩展的相关联的控制函数，或聚焦于放大器核的低压缩级别的控制函数。因此，为识别过程设置目标及其权重产生导致不同的操作行的各种控制函数。
[0155]
在ads(高级设计系统，特定仿真软件)中针对零到61dbm范围内的多个目标输出功率识别出以下控制函数/数字输入信号分配器et。对于每个目标输出功率，识别出具有最大效率的输入控制轮廓。以下几点表示两个重要的次要目标：
[0156]
·
压缩水平：通过观察栅极电流间接地监视每个放大器核dm、dp1和dp2的压缩水平。根据gan hemt晶体管(高电子迁移率晶体管，具有高电子迁移率的晶体管，其是针对非常高频的场效应晶体管的特殊设计)的数据表，最大栅极电流为80ma。用于识别过程的最大允许电流被设置为40ma。
[0157]
·
固有漏极电压：根据数据表，固有漏极电压为125v。为确保长时间故障安全性，在识别过程期间，在ads设计环境中将最大电压设置为120v。
amplifier using a new load matching technique”或r.quaglia等人的：“offset lines in doherty power amplifiers:analytical demonstration and design”。根据本发明的hf高功率放大器hpa基于图24中所示的晶体管模型，并且基于例如出版物“a new method for determining the fet small
‑
signal equivalent circuit”ieee transactions on microwave theory and techniques，第36卷，第7期，1988年7月和r.a.minasian的:“si
m
plified gaas mesfet model to 10ghz”electronics letters，第13卷，第18期，1977年9月。
[0166]
本征晶体管it由理想电流源im和并联漏极电容c0组成。晶体管壳体itg具有可以通过串联电感l和并联电容c1以足够的精度成像的另外的寄生元件。这些部件的值由去嵌入的技术确定。图24中所示的晶体管模型构成图25中所示的基于偏移线的吸收网络abn的基础。
[0167]
图25示出了晶体管模型以及附加的微带线和电容。漏极寄生具有大于零的有限组延迟时间，从而确保通过轴的延迟。这个延迟可以被视为cw操作中的相移并且对负载调制具有不利影响。补偿是通过吸收网络abn中的附加元件来实现的。
[0168]
它们的任务是将相移提高到波长的一半，因此吸收网络abn对于设计频率变得透明。只有变换特性保留。在这些条件下，网络被释放并且元件的值通过以下公式确定：
[0169][0170][0171][0172][0173]
变量表示微带线n的电气长度。电感用l表示并且电容用c表示达。电路频率用ω表达。
[0174]
吸收网络abn中的自由度形成phi 0和phi 1。这些要在区域]0；π/2]中选择。因此，仍然存在足够的自由度以便最大化根据本发明的rf高功率放大器hpa的带宽。实际的吸收网络abn还要求对电压电源的连接。这可以借助于λ/4微带线来实现并且具有晶体管和电压电源的基于偏移线的吸收网络abn在图26中示出。
[0175]
根据本发明，实现了基于片上的极宽带的doherty hf高功率放大器hpa。基于变换器的两路doherty功率放大器在图27中示出。具有图27中所示的特征阻抗z0的微带线长度l＝λd/4，并且功率晶体管dm和dp1由电流源im、ip1代替。
[0176]
主功率放大器dm具有变换比为1:a的理想变换器tm，并且有源负载调制器dp1具有比为1:b的理想变换器tp1。变换器tm、tp1通过阻抗逆变器(这里由λ/4微带线表示)连接。通
过使用理想变换器tm、tp1，本发明获得足够的自由度以便根据期望定义终端阻抗rl，同时保证高带宽。这个原理可以毫无问题地扩展到n路doherty功率放大器，其中n是所使用的功率晶体管的数量。用于两路doherty的网络可以用数学方法描述，并且可以用阻抗矩阵z表示。
[0177][0178]
其中g0＝1/(2p
m
)并且g1＝1/(2p
m
2p
p
)。
[0179]
电源电压带有名称uds，而f表示频率，并且f
d
代表设计频率。功率放大器核的最大功率称为pm(主功率放大器)和pp(有源负载调制器)。
[0180]
根据等式(23)的矩阵检测作为σ的函数的频率依赖的过程。参数σ是重要的自由度，通过它可以调整功率晶体管dm和dp1的性能。σ必须为最优性能而适当地选择。阻抗矩阵z不包含两个变换比a和b中的任何一个。但是，自由度a间接包括上述σ(sigma)，因为σ和a通过以下公式相关：
[0181][0182]
自由度b由r
l
的选择定义：
[0183][0184]
负载具有名称r
l
。该体系架构具有由σ表示的自由度。
[0185]
由于阻抗矩阵z中既不包括b也不包括r
l
，因此r
l
或b的选择不影响doherty功率放大器的频率响应，或者更一般地，选择不影响本发明的rf高功率放大器hpa的性能。
[0186]
在放大器的纯理论视图中，通常在宽带类b操作中操作主功率放大器和有源负载调制器(例如，如j.h.qureshi：“a wide
‑
band 20w lmos doherty power amplifier”ims 2010这个出版物中所述的)。这个过程使得能够表征放大器并将它们相互比较。
[0187]
这在下文中用于获得根据本发明的设计的性能的估计。在这种情况下，将没有变换器的基本两路doherty与本发明进行比较，其曲线族在图10中被描绘为ε的函数(也参见等式(18))。从图10中可以看出，ε越低，峰功率越高。例如，对于芯片uds＝3.3v，这意味着曲线ε＝2与峰功率为p
tot
＝5.4w(37.36dbm)对应，而ε＝100与峰功率p
tot
＝0.11w(20.37dbm)对应。此外，从图10中可以看出，ε的减小(意味着峰功率的增大)导致相对带宽的减小。
[0188]
图28示出了用于静态拆分器和控制函数的相对带宽(驱动函数，在wc edmund neo等人的：“a mixed
‑
signal approach towards linear and efficient n
‑
way doherty amplifiers”ieee transactions on microwave theory and techniques，第55卷，第5期，2007年5月中介绍)，特别是对于根据本发明的具有变换器的两路doherty功率放大器。
[0189]
可以立即看出本发明不依赖于ε。这意味着根据本发明消除了高峰功率(一般：基于片上的doherty hf功率放大器hpa(rf高功率放大器hpa)中的低ε)处的通常性能损失。
[0190]
只有σ的选择对带宽以及控制函数et的使用产生强烈影响，这将带宽显著提高了一个倍频程。
[0191]
当使用静态功率分配器时，本发明的带宽高于基本doherty的带宽，在合适的选择σ的情况下。
[0192]
图29中示出了针对σ的具有变换器的根据本发明的的两路rf高功率放大器(hf高功率放大器hpa)的优化值。注意的是，文献中特征阻抗为z0的微带线通常是通过变换器实现的。因此，在一个实施方式中，主功率放大器dm处的变换器tm与微带线合并以形成组件。这意味着主功率放大器dm处的变换器tm不仅执行由1:a描述的阻抗变换，而且还表示阻抗逆变器，使得实现了紧凑和宽带的rf高功率放大器hpa。
[0193]
但是，由于控制函数et表示静态功率分配器的通用性，因此控制函数用于通用性的目的。doherty功率放大器设计的设计复杂性随着有源负载调制器(dp1、dp2)的数量而增加。为了将复杂性保持在可接受的框架内，需要合适的设计策略。
[0194]
大多数设计方法的基本构思是以合适的方式分解功率组合网络，以便单独设计区段，以及最后将它们组合以形成整体网络。
[0195]
在文献中主要已知两种不同的方法。
[0196]
第一种方法在英语中称为“real frequency technique”。在这种方法中，非线性优化工具被用于设计在预定频带内的匹配网络。
[0197]
有源元件(主要是功率晶体管dm、dp1、dp2)由实际测量数据代替。从测量数据中主观选择的阻抗与迭代数学过程一起使用，以生成宽带网络。基本方法在h.j.carlin和j.j.komiak的：“a new method of broad
‑
band equalization applied to microwave amplifiers”ieee transactions on microwave theory and techniques，第27卷，第2期，1979年2月中描述，后来被简化，参见b.s.yarman和h.j.carlin的：“a simplified“real frequency”technique appliable to broadcast multistage microwave amplifiers”ieee mtt
‑
s international microwave symposium digest 1982，并最终适用于两路doherty功率放大器，参见g.sun的：“broadcast doherty power amplifier via real frequency technique”ieee transactions on microwave theory and techniques，第60卷，第1期，2012年1月。这种方法使得能够彼此独立地设计主功率放大器dm和有源负载调制器dp1、dp2。
[0198]
第二种方法使用多个发送的参考平面，这允许拆除功率组合网络。针对为其设计了区段的匹配网络的每个参考平面选择性地定义阻抗。例如，这在w.c.edmund neo等人的：“a mixed
‑
signal approach to linear and efficient n
‑
way doherty amplifiers”ieee transactions on microwave theory and techniques，第55卷，第5期，2007年5月中使用。参考平面的阻抗被设置为50欧姆。
[0199]
下面描述和解释在参考平面方法上改进的设计方法。在上述出版物中，参考平面仅用于设计频率。对于宽带设计，参考平面的阻抗必须是频率依赖的。频带上阻抗的任何或主观选择或者是不可能的，或者会导致次优结果。
[0200]
因此，这些阻抗必须提前确定，以尽可能接近后面的物理曲线。在数字doherty功
率放大器的上下文中，阻抗不仅需要是频率依赖的，而且还附加地需要随着控制函数et的变化而变化(在驱动函数df中)。
[0201]
当使用静态功率分配器时，控制函数et具有静态功率分配器的特点。
[0202]
可以相应地选择控制函数本身，即，它们可以以如下方式选择：它们的行为类似于静态功率分配器，或者使得它们完全适用于任意选择的准则。选择的控制函数et的类型对于设计方法的功能是不可确定的。但是，由于它们的灵活性，它们表示常规静态功率分配器的一般情况，因此它们被用于改进的设计方法。
[0203]
设计方法规定在n路doherty中使用n个参考平面。参考平面位于主功率放大器dm和有源负载调制器dp1、dp2的匹配网络an的每个输出处。
[0204]
在三路doherty功率放大器的情况下，三个参考平面ra、rb和rc位于如图30中所示的位置(根据现有技术)。
[0205]
功率晶体管被抽象为电流源(im、ip1、ip2)。为了确保逼真的表示，模型中包括漏极寄生dps。在有源负载调制器dp1、dp2的情况下，参考平面的输入阻抗必须尽可能高。与实频技术相比，这里不需要主观选择阻抗。只有晶体管漏极寄生dps必须是已知的，由于当前的晶体管建模，这不是障碍。
[0206]
阻抗zm(f,et)、zp1(f,et)和zp2(f,et)是依赖于频率和控制函数的函数。通过使用任何控制函数et驱动图30中描绘的网络并确定相应参考平面a、b、c(ra、rb、rc)处的电压和电流来找到阻抗。根据电压和电流计算阻抗。这对所有频率重复。原则上，有可能针对任何数量的频率f和控制函数et确定参考平面a、b、c(ra、rb、rc)处的阻抗。在实践中，这应当限于实际的数字，因为设计阶段的模拟速度随着每个频率f和控制函数et而减小。
[0207]
改进的设计方法设想在控制函数et中限制n
‑
1个回退点和相应n路doherty功率放大器dm、dp1、dp2的峰功率，并根据所选择的频带的宽度使用适当数量的频率f。
[0208]
通过使用参考平面a、b、c(ra、rb、rc)，匹配网络an(输出组合器c)可以被划分为子网络，如图31中所示。这些子网络可以单独设计。主放大器dm和有源负载调制器dp1、dp2现在彼此独立地设计并最终组装以形成匹配网络an(输出组合器c)。
[0209]
原则上，主放大器dm和有源负载调制器dp1、dp2可以彼此独立地设计并最终组装以形成匹配网络an(输出组合器c)。但是，如果要求提高准确性，那么首先必须设计负载调制器dp1、dp2并将其组装到没有主放大器的功率组合网络中。这与没有电流源im、其漏极寄生和匹配网络an(输出组合器c)的图30对应。现在确定参考平面“a”处的阻抗zm(f,et)。在测量中，电流源(im、ip1、ip2)和漏极寄生dp应当替换为非线性晶体管模型。因此，新测得的阻抗zm(f,et)比之前的阻抗更确切，之前的阻抗仅经由线性模型确定。作为“设计选项”的结果，可以显著提高回退的性能。由此产生的输出组合器c的第二实施例的布局在图16中示出。
[0210]
借助于上述基于cad的方法，设计了与上述限制情况对应的两个rf高功率放大器hpa。图15中示出了来自第一限制情况的长度为近似15.1cm且高度为近似9.3cm的输出组合器c的布局(负载调整的组合器lmc)，并且图16中描绘了来自第二限制情况的长度为近似14.9cm且高度为近似10.4cm的输出组合器c的布局(宽带回退组合器wbc)。两个放大器都在cad工具中使用控制函数et进行分析。图15中所描绘的高功率rf放大器hpa的相对带宽为36.4％，而图16中所示的高功率rf放大器hpa的相对带宽达到了43.5％。在整个带宽上，两
个rf高功率放大器hpa的61dbm的峰功率的波动都小于db，这将在下面更详细地描述和解释，其中负载匹配的组合器lmc(图15)和类似宽带回退组合器wbc(图16)是输出组合器c的特殊形式。
[0211]
图15中描绘的输出组合器c旨在在整个频带上获得第二回退(其中只有主功率放大器dm操作)的峰效率。下面将其称为负载匹配组合器(lmc)。在整个带宽上获得高效回退点提高了经调制的高papr波形的平均效率(峰均功率比信号比)。
[0212]
众所周知，具有高变换比的微带线降低带宽，这被称为“bode fano极限”。宽带行为是通过降低λ/4线的变换比来实现的。考虑到第二回退，最大带宽是通过最小化阻抗变化来实现的，其中要求z0≈z1≈rl。
[0213]
图15中作为lmc描绘的输出组合器c可以通过采用六个自由度中的三个来满足这个要求。由于主功率放大器dm处的附加变换偏移线lah，保留了三个自由度，其可以被用于最大化带宽行为。在峰输出功率极高的情况下，例如大于61dbm，输出电阻小于6ω。这要求变换比大于8.33的宽带阻抗逆变器，以用于50ω负载平衡。为了调整具有50ω终端的低输出电阻，使用宽带三级λ/4传输线阻抗转换器。
[0214]
以25mhz的台阶从0.9ghz到1.3ghz针对作为lmc的输出组合器c识别控制函数et，这与36.4％的相对带宽对应。用于每个频率的峰输出功率在60.4dbm到61dbm的范围内。图17中示出了回退点处的功率附加效率pae。
[0215]
具有图15的输出组合器c的高功率rf放大器hpa在0.95ghz至1.25ghz之间的各种频率下的效率和增益在图18中示出。
[0216]
该功率可与最大效率为π//4的理想类b放大器的功率相媲美。rf高功率放大器hpa示出了doherty的典型行为，对于大于53dbm或54dbm的输出功率具有明显的效率平台。控制函数et清楚地表明，在每个频率处都有峰效率点，这与第二回退有关。此时应当注意的是，与理想理论相反，仅观察到两个最大峰。第二峰功率放大器核dp2的最大效率峰不存在，在中心频率处不存在一次。由于doherty原理的普遍衰减，这对于非中心频率是期望的。第一回退点移到更高的回退值，这就是原因。研究表明，缺失峰效率位置对经调制的波形的平均效率没有太大影响。
[0217]
可以确定放大的曲线在负载调制开始的点处经历下降。在常规功率放大器的情况下，输出的这种突然变化会产生必须被线性化的强非线性。这与根据本发明的采用数字rf高功率放大器hpa的连接不同。控制函数et使dpa输出线性化。更高的带宽要求只要求数模转换器dac的要求。为了回答增益快速改变的原因，必须考虑到给定的增益曲线是所有三个放大器核dm、dp1和dp2的组合增益，而不是每个单独放大器核的单独增益。单独增益不会经历任何此类自发改变，而是代替地具有更多的静态倾向。总体增益减小，因为峰功率放大器核dp1和dp2被偏置为类c，并因此与主放大器核dm相比具有更低的增益。峰功率放大器核dp1和dp2的输入功率迅速超过主放大器dm的输入功率，导致整体增益迅速下降。
[0218]
图19示出了针对rayleigh分布波形在回退点处的平均功率效率pae。可以确定，pae在宽范围内保持在40％以上。图15中所示的宽带回退组合器lmc具有在第二回退处的清晰的高效率峰的优点，这在整个带宽上提供了高平均效率。相反的一面是附加的宽带匹配网络大大增加了面积要求。同样，由于大多数微带线的宽度为13mm至16mm，因此输出组合器c中的低阻抗环境在设计电路板布局方面存在困难。这降低了宽端口的s参数形式的可靠
性，因为它们不太准确。当然，这是具有非常高功率的高功率放大器的主要挑战，因为微带线随着最大输出功率的降低而变得更细。总之，可以说图15中所示的宽带回退组合器lmc具有在整个带宽上的良好的回退操作行为的优点，但到这个程度也有一些缺点，因为它用于具有非常高功率的上层结构。为了避免宽带阻抗逆变器以及还有负载调谐组合器(根据图15的lmc)中微带线宽度的减小，必须利用输出组合器c中的阻抗逆变器功率能力。
[0219]
在图16中所示的第二限制情况下，组合器体系架构的变换特性被用于将三路doherty功率放大器dpa直接调谐到期望的50ω负载阻抗。图15中所示的负载调谐的组合器(lmc)使用与图16中所示的宽带回退组合器(wbc)相同的体系架构，只是组件的值发生了改变。
[0220]
控制函数et以25mhz的台阶从0.9ghz至1.4ghz被识别，这与43.5％的相对带宽对应，并为在每个功率水平处实现最大效率而被识别。每个频率下的峰输出功率在60.3dbm至61dbm的范围内。图20示出了根据图16的输出组合器c的“满状态”下的和回退点(1.回退、2.回退)处的平均功率效率pae。在图21中，具有根据图16的输出组合器c的rf高功率放大器hpa的效率和放大率在0.95ghz至1.25ghz的频率范围中的不同频率(f
c
＝0.95ghz，f
c
＝1.1ghz和f
c
＝1.25ghz)处示出。另外，图22示出了针对papr＝7db和papr＝10db的rayleigh分布波形的在回退点的平均功率效率pae。理想的类b曲线(水平虚线)针对papr＝7db示出。
[0221]
与图15中所示的负载调谐组合器(lmc)的主要区别在于更高的带宽。另一个重要区别是平均功率效率pae的普遍增加，具体而言是在负载调制范围内。针对f
c
＝1.1ghz，两个组合器lmc的效率曲线相似。对于所有其它频率，平均功率效率pae的差异为近似5％至10％，主要有利于图16中所示的宽带回退组合器(wbc)。因为图15中所示的负载调谐组合器(lmc)优于图16中所示的宽带回退组合器(wbc)，但由于设计过程期间的进动更高，因此没有实现更高的效率。t型连接端口的宽度和所有其它连接的宽度明显更小。与宽带回退组合器(wbc)中的16mm相比，所使用的最宽端口为11mm。因此，图16中所示的负载调谐组合器(lmc)表示具有非常高功率的高功率放大器的更好选择。特别地，在根据本发明的输出组合器c中，主功率放大器dm和峰功率放大器dp1、dp2都被提供有相同的漏极偏置。由于只要求漏极偏置，因此显著降低了构建和开发和维护成本。还使用了相同的hemt晶体管，一方面是经济优势，另一方面是假设温度和老化波动在同一方向漂移。这是相对于现有技术的显著优点。
[0222]
为了测量传输功率和传输信号质量，rf高功率放大器hpa有第二定向耦合器r2(参见附图)。传输微带线与第二定向耦合器r2之间的耦合(参见附图)为近似
‑
40db。定向耦合器是高频技术领域中的电无源组件，为此目的功率拆分器(power splitter)特别是在高频放大器中或在逆向操作的情况下包括功率组合器。所实现的用于测量传输信号的测量设备是纯电感的并且传输信号中不会出现附加损耗，这进而不会降低效率。
[0223]
用于测量rf传输功率的电路用于ota(空中传输)测试。具体而言，图4示出了在rf高功率放大器hpa中实现的用于ota测试的结构。测试信号经由第二定向耦合器r2电感耦合到传输通道中(参见图1)。这个测试设置允许在传输和接收方向上连接到模块gsz的所有传输和接收组件进行测试，即，tx电缆txk、rx电缆rxk、传输天线sa和接收天线ea。在接收天线ea处经由自由空间传播(ota)接收传输信号。ota测试可以在特定时间点(例如，每天)循环执行或在有用信号的传输暂停时执行。
[0224]
环行器z1连接到阻抗转换器an1的输出(参见图1)，它可以被实现为采用波导或带状导体技术的由铁氧体制成的hf环行器。关于期望的高带宽，输出组合器c的星点应当看到可靠、恒定的端接阻抗。这根据本发明通过环行器z1来确保。在现有技术中，无源环行器被设计为具有hf密封壳体和三个同轴套管(连接件、端口)的扁平组件。在本发明的范围内，取决于传输功率，也可以使用宽带、无铁氧体和无磁场环行器或有源环行器(例如，由运算放大器(具有差分输入的压控电流源)构成)。根据本发明，环行器z1具有两个功能。一方面，它保护上游的带有主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1和第二峰功率放大器dp2的doherty放大器免受在输出侧的过压和过流，因为环行器z1可以将从插头流入电子器件的能量释放/循环到集流电阻器w1。另一方面，在环行器z1的帮助下，返回的hf功率由第一定向耦合器r1测量(参见图1)。如传输通道中，测量设备由40db定向耦合器构成，返回的hf功率是插头s1或天线电缆/tx电缆txk状态的指示器(参见图4)。
[0225]
即，返回的hf功率与插头处的vswr(驻波比)成正比。因此，可以检测插头上和tx电缆txk上的物理和电气故障(例如，电缆断裂、短路、空闲等)。这允许高效的错误监视，而无需改变为期间中断有用信号传输的测试模式。错误监视或者循环执行或者随时执行。
[0226]
输出组合器c因此具有若干功能。
[0227]
一方面，旨在确保放大器的整个带宽上的第二回退点的峰效率，也就是说，在没有rf信号馈入输入的情况下只有主功率放大器dm操作而峰功率放大器dp1、dp2只在栅极处被预拉伸(不仅无负载调制)。这个功能是通过实现宽带多级变换线多谐波变换线(偏移线)以用于负载适配来实现的。
[0228]
此外，输出组合器c还应当在第一回退点处并在全力控制期间将阻抗变换从放大器输出(dm、dp1和dp2)的低阻抗环境变换为rf高功率放大器hpa的输出阻抗(50欧姆)。由于信号被视为前向传播波，因此还有必要考虑反射以及由此由叠加原理(superimposition principle)引起的损耗。因而，输出组合器c要求50欧姆的终端以避免反射。
[0229]
环行器z1在hpa的整个带宽内具有50欧姆受控端接阻抗。因而，环行器z1不仅被视为保护元件和测量仪器，而且还被视为输出组合器c的终端。
[0230]
高功率rf放大器hpa的输出通过气体避雷器g1被保护以免受雷击(参见图1)。气体避雷器g1集成在rf高功率放大器hpa的印刷电路板hfl上；单面或双面rf印刷电路板的布局在图32中示出。根据本发明，这是印刷电路板壳体lg，其采用smd技术直接焊接在印刷电路板hfl上，并且与保护等级ip67对应，参见图5。气体避雷器g的气体排放套管gh可以经由螺钉s1移除或插入。螺钉s1具有地电位并用弹簧压平在气体排放套管gh的左连接极上。螺钉s1拧入环形接触件rk中，该接触件可以焊接到印刷电路板边缘。螺钉密封件sd一方面将螺钉s1压在环形接触件rk上，另一方面是为了防止湿气、灰尘和污垢渗入。在环形接触件rk的外表面上有凹槽，环形密封件rd(优选地是圆形密封件)插入该凹槽中。密封件rd确保没有湿气、灰尘和污垢可以渗入印刷电路板壳体lg的内部。
[0231]
印刷电路板壳体lg的前部被设计为使得印刷电路板壳体lg可以与设备壳体的前板(螺钉s1和紧固孔bb)紧密地拧在一起，如图6中所示。气体排放套管gh的右连接极机械连接到指定为基极接触件bk的电接触件。基极接触件bk具有两个焊盘lp1、lp2，并且连接到要保护的引线的第一焊盘lp1或者第二焊盘lp2，但不能同时连接到两个焊盘。根据本发明，设备壳体的设计的自由度可通过两个焊盘实现，因为由此可以选择印刷电路板壳体lg相对于
印刷电路板hfl的高度。
[0232]
与常规防雷保护盒相比，印刷电路板壳体lg具有以下优势。根据本发明，基极接触件bk直接连接到要被保护以防止雷击的导体轨道，而市售的防雷保护盒安装在hf功率放大器的输出连接器和天线电缆之间。因而，rf传输信号在防雷保护盒的每个连接器处经历附加的衰减。当插头的通道阻尼为0.8db至1db时，两个连接插头的总衰减介于1.6db和2db之间。这与传输功率降低31％或37％对应。使用根据本发明的用于气体排放套管gh的电路板壳体lg代替防雷保护盒大大降低了功率损耗并提高了模块gsz/hf
‑
高功率放大器hpa和整个传输和接收设备的效率。印刷电路板壳体lg也用在三个接收线中。
[0233]
rx输入(rf高功率放大器hpa)的保护电路系统分两级实现。(参见右下方的图1)。气体避雷器g1保护设备免受天线侧雷击粗略保护。在发生雷击事件的情况下，电流(能量)被转移到地电位(地轨es)。第二级u1保护rx输入免受瞬态过压精细保护u1。在这种情况下，能量被导出到参考电位。精细保护u1在外部产生(例如，来自外部lna(低噪声放大器))的瞬变的情况下以及在来自内部电子器件的瞬变的情况下都会抵消。
[0234]
tx输出有两个气体避雷器g1(参见右侧的图1)。第一气体避雷器g1连接在tx有用信号线和地电位之间，而第二气体避雷器g2连接在参考电位和地电位之间。以这种方式，rf高功率放大器hpa被保护以免受天线a或天线电缆内线中的雷击，并被保护免受进入参考电位的雷击。经典意义上的精细保护没有tx输出。免受外部瞬态过压保护是借助于环行器z1实现的。环行器z1的通路区域中的瞬态电压被转移到集流电阻器w1。环行器z1极大地衰减了直通区域外的瞬态电压。
[0235]
根据本发明的模块gsz/rf高功率放大器hpa必须在启动期间被校准。为了校准，接收/监视通道与第二定向耦合器r2一起使用(参见图1)。从而检测rf功率、dc功率(漏极
‑
源极电压、漏极电流和栅极电流)、信号质量和效率。
[0236]
从数据集合生成用于主功率放大器dm和两个峰功率放大器dp1、dp2的控制函数et。在正在进行的传输操作期间，执行在后台并行运行的精细校准以便补偿诸如温度波动、老化和传输频率变化之类的影响，从而始终确保最高的效率和最佳的信号质量。在基于有源负载调制的应用中，多个功率放大器核的压缩控制非常困难。压缩控制对于功率晶体管的服务寿命甚至可能的损坏非常重要。在五维空间中对具有三个功率放大器核(dm、dp1、dp2)的放大器的初始识别只可能到有限的程度。借助于老化过程，然后重新识别会是必不可少的，这与放大器的可靠和连续操作相矛盾。
[0237]
根据本发明，在每种情况下都使用用于确定功率放大器核(dm、dp1、dp2)的压缩水平的栅极电流。基于肖特基二极管的功率晶体管具有高栅极电流，例如gan
‑
hemt晶体管(高电子迁移率晶体管，即，high electron mobility transistor)。由于高电荷载流子迁移率，所使用的gan
‑
hemt(氮化镓)非常适合高频应用。与金属半导体场效应晶体管类似，组件是借助于连接到氮化镓层的金属栅极来控制的。高栅极电流被用于监视功率放大器核的电流压缩水平。图23示出了使用gan
‑
hemt功率放大器的栅极电流与压缩水平之间的比率。以这种方式，实现了对每个功率放大器核dm、dp1、dp2的原位压缩控制，而无需执行初始识别，也无需后续的重新识别。这种类型的压缩控制不受老化过程的干扰，并且使得能够检测出有缺陷的放大器核或缺少故障的放大器核。由此减少了维护费用和投资成本并且延长了相应的hf功率放大器dm、dp1、dp2的服务寿命。可替代地，也可以使用具有氮化铝镓(algan)或
氮化铝铟(alinn)的材料系统，由于其相对高的带间距，其在发生场击穿之前允许更高的操作电压。这种材料组合被证明特别有利于功率晶体管的生产，因为输出阻抗在相同功率下增加，从而简化了功率的输出(适配)。在碳化硅(sic)上，它额外地具有比gaas材料组合更低的热阻，这对最大功率损耗或服务寿命和可靠性具有积极影响。
[0238]
hf高功率放大器hpa的构造提高了效率，降低了热功率损耗。热点是主功率放大器dm和两个峰功率放大器dp1、dp2。所有三个功率放大器dm、dp1、dp2机械和电连接到散热器hsk上的源连接，特别是铜散热器(heat sink)。散热器hsk(参见图33、图34)通过电绝缘的焊膏/粘合剂膜/粘合剂或导热膜lpa在大面积上连接到模块gsz的设备壳体。热量因此经由设备壳体消散。这种热管理设计允许gsz模块采用无风扇结构，既适用于室内空间，也适用于室外/室外使用，其具有经济优势并减少维护费用。
[0239]
图33示出了根据本发明的hf高功率放大器hpa的结构设计细节的剖面图，以说明热管理。高功率hf放大器hpa的高效率尤其是通过构造实现的。该结构被用于特别好地从hf高功率放大器hpa尤其是晶体管tr散热。模块/模块gsz的被构造为使得所有组件(无源组件pbe、插头、晶体管tr和导体轨道结构)与单个铜冷却表面hsk具有良好的热连接。用于晶体管tr、尤其无源元件pbe的接触表面被指定为kf，并且印刷电路板hfl可以具有1侧或2侧构造。每个晶体管tr附加地具有经由晶体管安装螺钉tbs连接到晶体管tr的散热器trk。此外，在散热器hsk中提供了通风孔/(一个或多个)气隙lus(也用于焊膏lpa或由于生产过程中助焊剂导致的过压和大的建立(lunker building up))。这种建立技术确保热点(晶体管芯片)可以具有高散热。晶体管芯片的高散热具有提高hf高功率放大器hpa效率的优点。
[0240]
另一个建立可能性是将组件安装在印刷电路板的焊接侧，并与晶体管管芯trd配合使用(参见图34)。晶体管管芯trd适配有倒装芯片技术，在散热器hsk中提供了通风孔(也用于焊膏lpa或由于生产中的助焊剂而导致的过压和大的建立)。因此，实现了优于标准施工技术的两个显著优势。采用倒装芯片技术，晶体管芯片降低了寄生电感，从而提高了传输信号的质量并缩短了导体轨道结构的开发时间。晶体管管芯trd直接或借助于焊膏lpa与(散热器trk的)铜冷却表面电连接和热连接。这样就消除了晶体管壳体的热阻。因此，获得了晶体管trd更好的散热并且因此更多的电流可以流过晶体管tr，即，晶体管tr的效率增加并且晶体管饱和点进一步向上移动。
[0241]
模块gsz的设备壳体为绝缘结构，即，它既可以具有地电位，也可以浮动(法拉第笼原理)。所有电源端子、天线插头和通信插头都与设备壳体隔离，这提高了snr，因为彼此之间和与pe线没有干扰信号耦合(参见图2)。
[0242]
申请人的集成的dlc
‑
3ad(asic)接管了根据本发明的传输和接收设备的电力线通信、测量和诊断任务。dlc
‑
3ad是冗余通信接口(可通过软件配置)，并且因此是附加的时间同步。dlc
‑
3ad的使用减少了电缆数量，因此减少了插头连接。从而提高了整个系统的质量和服务寿命。
[0243]
如已经解释的，hf高功率放大器(hpa)是表示有源负载调制的rf功率放大器(根据doherty原理)的电子设备。所述hf高功率放大器(hpa)具有三个驱动输入，每个驱动输入连接到功率晶体管，一个用于主功率放大器dm，两个用于作为有源负载调制器的两个峰功率放大器dp1、dp2。功率晶体管dm、dp1、dp2的输出连接到多谐波功率组合网络/输出组合器c，该网络/输出组合器c的输出连接负载/插头/天线a，如图7的等效电路图中所示。功率晶体
管向网络输出其功率的方式由控制输入处的幅度和相位确定。
[0244]
高功率hf放大器(hpa)具有在幅度和相位上单独控制的三个输入(参见图14)。控制单元形成控制函数ab/数字输入信号分配器et的功能。由于每个功率放大器都是单独驱动的，因此控制函数具有六个自由度(五维空间)。与用模拟功率分配器实现控制函数的经典doherty放大器相比，根据本发明的hf高功率放大器(hpa)的控制函数et安装在数字范围dd(数字域)中。以这种方式，可以在每个单独的输入处设置驱动信号的任何期望量和任何相位。
[0245]
数字域中的控制函数et在五维空间中具有几乎无限多个解，其中可以找到至少一个满足关于效率、线性度和带宽方面的优化标准的静态函数。而且，控制函数的任务是最小化dpd(数字预失真)的复杂性和所用gan
‑
hemt晶体管的动态存储效应。将控制函数et添加到数字区域具有附加的优势，即，不存在模拟功率分配器的直通衰减。
[0246]
图8示出了四种天线安装变体，即，在第一行中，变体1作为用于l频带的圆杆(杆状天线位于柱尖端的中央)，在第二行中，变体1b作为用于l频带和gps的圆杆(在这种情况下，杆状天线位于柱尖端的中央，并且gps杆状天线位于l频带杆状天线上)，在第三行中，变体1c采用横向位于柱尖端上的l频带杆状天线和l频带杆状天线旁边横向位于柱尖端上的gps杆状天线的布置，在第四行中，变体2采用用于l频带和gps的杆状天线位于柱侧面而不是在柱顶端上的布置，并且在平面图中的第五行中是3x平面天线a，其中每个平面天线由多达六个l频带天线元件ant.1到ant.n组成。天线a的相应安装变体确定由天线a发射或接收的电磁场的传播或分割。根据本发明的收发器系统的优点是图8中描绘的所有变体都可以用系统覆盖。
[0247]
总之，根据本发明的具有连接到所有放大器核dm、dp1、dp2、...的阻抗逆变器的输出组合器c使得能够消除寄生谐波并优化宽带性能。将在整个频带上获得用于获得第二回退(其中仅主功率放大器dm操作)的峰效率的第一输出组合器c，并且第一输出组合器c也称为负载调谐组合器(lmc)(如图15所示)，要求宽带多级变换线以用于负载适应并在目标带宽上提供高回退效率。根据本发明的hf高功率放大器hpa的这个实施例实现了36.4％的相对带宽和61dbm的峰输出功率，纹波小于1db。图16中所示的也称为宽带回退组合器(wbc)的第二输出组合器c将低阻抗环境变换成期望的负载终端。它适用于在整个频带上实现设计目标的目的，并且甚至覆盖频带外的广阔区域。它的相对带宽为43.5％，峰输出功率为61dbm，纹波小于1db。
[0248]
基于此，根据本发明，为当前的航空l频带提供了一种被保护以免受雷击的、数字的、高能效的、无风扇的、高功率的传输和接收设备。根据本发明的模块gsz的单面或双面hf印刷电路板hfl的布局在图32中示出。hfp1是第一峰功率放大器dp1的rf信号输入，hfp1是第二峰功率放大器dp2的hf信号输入，hfm是主功率放大器dm的hf信号输入，hfo是高功率放大器hpa(高功率放大器)的hf高功率放大器输出，dcv是阻抗适配的dc供电端子，dk是离散电容，itn是用于输入适配的阻抗变换网络，tkk1是具有长度为λ/4的微带线的t型交叉组合器1，tkk2是另一个t型交叉组合器2，w1是电阻器1(也称为集流电阻器)，agt是输出变换器和级间网络(具有阻抗变换的栅极和漏极匹配)。
[0249]
根据本发明，提供特殊网络用于在二次谐波处提供特殊的终止轮廓，特别是用于实现扩展的宽带放大器类，其中二次谐波处的虚部与基波的虚部相反，并且附加地沿着频
率轴成一定比例。利用根据本发明的体系架构，主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1和第二峰功率放大器dp2的放大器核在基波和谐波处经受这些宽带终止条件。在这种体系架构中，阻抗逆变器由短至波长λ的短线元件构成，它们可以被视为集中组件(诸如电容器和线圈)的替代，而不能被视为线。放大器核的输出处的局部谐波终止问题也得到解决，因为线段由于其长度是可线变换的并且不集中。
[0250]
在图15、16和32的布局中，从导体轨道的多个直接连续扩展可以看出根据本发明的更高阶的多级网络。在主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1和第二峰功率放大器dp2的组合器中，谐波的变换也被考虑并有意影响，为此目的改变线的宽度。由于在所描述的体系架构中放大器核上本地网络更高阶，终止条件可以在多个谐波和正确的相位位置下操作。以这种方式，不仅在一个谐波处，而且在多个谐波处，功率的交换(在电容和电感产生的谐波的情况下)可以被大大减少或抑制，这进一步提高了效率。在超过500w的高输出功率的情况下，根据本发明执行甚至更多谐波的控制以减少废热。
[0251]
与wo 2013006941 a1中描述的在组合器(输出组合器c)中没有定向耦合器/环行器z1的doherty放大器相比，二次谐波经由组合器被透明地引导，从而使主放大器和峰放大器在二次谐波处交换功率，这在根据本发明的体系架构中被阻止，因为这降低效率。根据本发明，主功率放大器dm、第一峰功率放大器dp1和第二峰功率放大器dp2的所有放大器核都相对于它们的具有正确的相位位置的谐波在本地终止，因此在谐波处只能发生很小的功率交换或没有功率交换。
[0252]
与de 601 24 728 t2中描述的复合放大器相比，根据本发明使用数字预失真dpd或数字控制函数et。数字预失真dpd的输入连接到数字信号处理器块dsp的输出，数字预失真dpd的输出连接到控制函数/数字输入信号分配器et(参见图1)。dsp是数字信号处理器模块，其负责准备数字传输信号，即，针对相应的通信标准对传输信号进行编码。
[0253]
数字预失真dpd不是控制函数et的组成部分。dpd是传输信号的数字预失真，其中数字预失真dpd位于控制函数/数字输入信号分配器et的上游(参见图1)。数字预失真dpd旨在抵消/抵消放大器核中出现的存储效应。存储效应不是静态的而是动态的。这些取决于温度、调制方法、老化、漏极电压等。
[0254]
传输信号经由定向耦合器r2(参见图1)被监视，从而允许对数字数据流进行实时预失真。数字预失真dpd的使用增加了doherty放大器的线性度。数字预失真dpd和控制函数/数字输入信号分配器et的组合允许高功率hf放大器hpa的高效、宽带和线性操作以及snr的显著改善。因此，使用模拟预失真技术和静态控制函数(只有主功率放大器dm和峰功率放大器dp1或dp2之间的相位位置)的操作是不可能。
[0255]
利用数字预失真dpd，还可以校正存储影响效应，这是通过静态控制函数和存储dpd(存储影响数字预失真)的巧妙结合实现的，并且使用模拟预失真网络只有可能花费极高或完全没有。因此，根据本发明的具有其数字控制函数et的体系架构比de 601 24 728 t2中描述的具有模拟控制函数的复合放大器具有更多的自由度。
[0256]
为了将控制函数从模拟域转换成数字域，控制函数et在fpga中实现。来自控制函数et的数字传输信号通过数模转换器dac转换成模拟传输信号(参见图1)。
[0257]
数模转换器dac的输出处的模拟传输串的典型阻抗为50欧姆。驱动级的输入处的阻抗(图32)是低阻抗，因为主功率放大器hpa被偏置为类b放大器，并且峰功率放大器dp1和
dp2被偏置为类c放大器。具有阻抗转换器an1和an2的阻抗变换网络itn布置在主功率放大器dm、峰功率放大器dp1和峰功率放大器dp2的信号输入与相应驱动级的放大器核之间。具体而言，an2是(第二)匹配网络，分别为峰功率放大器dp1和峰功率放大器dp2的相同(第二)匹配网络。主功率放大器hpa的(第一)匹配网络/阻抗转换器an1与dp1和dp2的(第二)匹配网络an2不同，并且具有另一种物理线引导结构，如阻抗转换器an1，因为用于hf高功率放大器hpa的最佳效率和最大带宽的该结构是在设计频率下开发的。这一般也适用于两路doherty功率放大器。
[0258]
此外，主功率放大器dm和峰功率放大器dp1/dp2在栅极处被不同的偏置(dp1与dp2相等)。这导致主功率放大器dm和峰功率放大器dp1/dp2处的输入阻抗不同。
[0259]
阻抗变换网络itn将50欧姆阻抗转换成驱动级放大器核的输入处的阻抗。因此，避免了hf高功率放大器hpa的输入处在设计频率下的反射。
[0260]
如上所述，功率晶体管dm、dp1、dp2(在本发明的上下文中，n路doherty放大器)的输出连接到具有输出的多谐波功率组合网络/输出组合器c/阻抗转换器an1，循环器z1连接到该输出并且该输出经由气体分流器g1(集成在布置在印刷电路板壳体lg中的印刷电路板hfl上)、可切换的低噪声放大器电路lna连接到负载/天线a。通过软件定义的数字放大器使得能够配置低损耗三路doherty放大器、在线校准(控制函数，数字预失真dpd)、数字适配相位位置和幅度(在线)。此外，针对不同天线变体的灵活配置是可能的。传输和接收之间的切换操作可以通过受控的电压电源(开/关)来控制，并且可以在线执行基础设施的测试。印刷电路板壳体lg或模块gsz充当附加的冷却元件(因此两种壳体类型都可以设计为没有风扇)并且集成的气体避雷器g1能够交换服务。电源线vcc和gnd与地绝缘，过压耗散相对于地电位发生，因此电位被捆绑或分开安装，从而提高了信噪比，因为地不启用(接通)耦合，并且电位分离安装已启用。此外，根据本发明的高功率传输/接收设备减少了电缆并因此减少了插入式连接，能够使用完全相同的组装和插头指派来配置室内和室外变体。根据本发明，定向耦合器r2(参见图1)可以被使用两次，即，也用于测试信号。进一步的优势来自于使用具有冗余优势(即，附加的可选时间同步)的特殊电力线传输(dlc)以及电缆减少和由此导致的插入式连接减少。由于根据本发明的高功率传输和接收设备的能耗降低，可以降低操作成本并且在室内和室外的无风扇操作(被动冷却)都成为可能。损耗的减少还意味着发送器的范围更大(对于具有500w的hf高功率放大器(hpa)的所有三个放大器核dm、dp1和dp2都使用gan
‑
hemt晶体管)和接收侧更好的snr。
[0261]
与技术文献中描述的概念相比，特别地参见neo、w.c.edmund[尤其]a mixed signal approach towards linear and efficient n
‑
way doherty amplifiers(参见本描述的第4页)，高带宽hf高功率放大器(hpa)是重要的区别特征。在上面提到的neo等人的技术文献中，数字输入分配器已被用于实现改善的设计频率的特性。特别地，这里要提到主功率放大器(dm)的高压缩的减少。为了构建具有高带宽的doherty，不采用neo等人的技术文献，而是在那儿引入了数字输入分配器的概念并展示了其优点；一切都在设计频率下。可以确定几乎没有涉及控制函数的出版物，因为涉及具有数字输入分配器的宽带doherty。
[0262]
长度为λ/2的偏移线和数字输入分配器et是解决同一问题的不同方法，即，在非常高的功率下实现高带宽doherty。
[0263]
数字输入分配器通过根据载波频率和目标输出功率调整输入功率和相位来增加
带宽。根据本发明的附加多谐波变换线/偏移线(lah)使得能够构造具有变换特性的输出组合器c，其即使在使用静态拆分器时也允许相当大的带宽增益。因此，这些是具有相同目标的不同方法，并且都是宽带高功率doherty的目标。
[0264]
上面提到的neo等人的技术文献中对放大器的保护是基于避免对主功率放大器进行强压缩，而环行器保护doherty输出免受在严重天线失配的情况下的返回功率。neo等人的技术文献并未涉及输出处的不正确适配，而是基于理想的50欧姆负载。不正确的适配和返回功率不是neo等人的技术文献的主题，并且环行器确保doherty始终看到适应良好的负载，这有利于实际应用。
[0265]
在这个申请(即，de102012105260 a1)的第9页最后一段至第12页的段落公开的现有技术中，描述了在经典操作模式(诸如类ab和类c)下的具有恒定阻抗组合器的宽带doherty放大器电路。在根据本发明的传输和接收设备/hf高功率放大器hpa的情况下，还包括关于宽带的谐波，这在本文中也称为多谐波匹配(参见描述变换线的讨论，第26页，第三和第四段)。
[0266]
因此，类j表示类b的进一步发展，基于类f到类f连续体的扩展，类j也可以被称为“类b连续体”。假设不可能在频率以上保持阻抗恒定。现有技术中的所有尝试都被折衷以保持作为函数f的阻抗恒定。在根据本发明的连续模式的解决方案的情况下，代替地确定谐波处和基波中的阻抗的电抗分量如何相对于彼此表现。
[0267]
在类j＝类b连续体中，要求基波和二次谐波处的电抗部分应当具有相反的行为(电感性<
‑
>电容性)，并且与基波情况下相比，二次谐波处的电抗部分的值应当变化达频率的两倍强。这样做的优点是实现了带宽的增加，但是漏极处的更高电压在这里是不利的。但是，在gan中，这是假设的，但是，也就是说类j中峰电压为3倍电源，而类b中为2倍电源。
[0268]
但是，通过恒定阻抗，在de102012105260 a1中还意味着电路132/134/136的三个节点处的阻抗相同。特别地，对于特定的回退功率点，即，仅对于输出功率/设计频率的点，实现了高带宽。相反，在根据本发明的解决方案中，在整个输出功率范围内实现了高带宽和高效率。
[0269]
最后，根据de102012105260 a1，组合器没有低通行为。在根据本发明的传输和接收设备/rf高功率放大器hpa中，放大器核dm、dp1、dp2、...(在本发明的上下文中适用于n路doherty放大器)之间的谐波处的功率交换被阻止。因此，防止谐波终止依赖于每个核的可见性，因为其它放大器核受到控制。但是，正确的谐波终止对于最大化每个核的效率至关重要。根据本发明，这是在连续模式下进行的，以便在最大可能带宽上获得高效率。
[0270]
此外，本发明到目前为止不限于权利要求1中定义的特征的组合，而是也可以由公开的所有单独特征的某些特征的任何其它组合一起定义。这意味着权利要求1的基本上实质上每个单独特征都可以被省略或被本技术中其它地方公开的至少一个单独特征所替代。
[0271]
附图标记的列表：
[0272]
a
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
天线
[0273]
abn
ꢀꢀꢀꢀ
吸收网络(漏极寄生)
[0274]
agt
ꢀꢀꢀꢀ
输出变换器
[0275]
amlr
ꢀꢀ“
自适应多通道l频带无线电”[0276]
an
ꢀꢀꢀꢀꢀ
适配网络
[0277]
an1
ꢀꢀꢀꢀ
第一匹配网络/阻抗转换器
[0278]
an2
ꢀꢀꢀꢀ
第二匹配网络/阻抗转换器
[0279]
bb
ꢀꢀꢀꢀꢀ
附接孔
[0280]
bk
ꢀꢀꢀꢀꢀ
基极接触件
[0281]
c
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输出组合器
[0282]
c0ꢀꢀꢀꢀꢀ
漏极电容
[0283]
c1ꢀꢀꢀꢀꢀ
电容
[0284]
dac
ꢀꢀꢀꢀ
数模转换器
[0285]
dcv
ꢀꢀꢀꢀ
直流电源
[0286]
dd
ꢀꢀꢀꢀꢀ
数字域
[0287]
dk
ꢀꢀꢀꢀꢀ
离散电容
[0288]
dm
ꢀꢀꢀꢀꢀ
主功率放大器(doherty)
[0289]
dpa
ꢀꢀꢀꢀ
三路doherty功率放大器
[0290]
dpd
ꢀꢀꢀꢀ
控制函数(数字预失真)
[0291]
dp1
ꢀꢀꢀꢀ
第一峰功率放大器(doherty)
[0292]
dp2
ꢀꢀꢀꢀ
第二峰功率放大器(doherty)
[0293]
dps
ꢀꢀꢀꢀ
漏极寄生
[0294]
dsm
ꢀꢀꢀꢀ
漏极电流测量
[0295]
ea
ꢀꢀꢀꢀꢀ
接收天线
[0296]
et
ꢀꢀꢀꢀꢀ
数字输入信号分配器
[0297]
es
ꢀꢀꢀꢀꢀ
地轨
[0298]
fpga
ꢀꢀꢀ
现场可编程门阵列
[0299]
g1
ꢀꢀꢀꢀꢀ
气体避雷器
[0300]
gf
ꢀꢀꢀꢀꢀ
壳体fet
[0301]
gh
ꢀꢀꢀꢀꢀ
气体排放套筒
[0302]
gsm
ꢀꢀꢀꢀ
栅极电流测量
[0303]
gsz
ꢀꢀꢀꢀ
模块
[0304]
hfl
ꢀꢀꢀꢀ
单面或双面hf印刷电路板
[0305]
hfp1
ꢀꢀꢀ
hf信号输入第一峰功率放大器
[0306]
hfp2
ꢀꢀꢀ
hf信号输入第二峰功率放大器
[0307]
hfm
ꢀꢀꢀꢀ
hf信号输入主功率放大器
[0308]
hfo
ꢀꢀꢀꢀ
hf
‑
大功率放大器输出
[0309]
hpa
ꢀꢀꢀꢀ
hf高功率放大器(high power amplifier)
[0310]
hsk
ꢀꢀꢀꢀ
铜散热器(heat sink)
[0311]
i
m
(i
m
) (理想)电流源(至主功率放大器dm)
[0312]
i
p1
ꢀꢀꢀꢀ
(理想)电流源(至第一峰功率放大器dp1)
[0313]
i
p2
ꢀꢀꢀꢀ
(理想)电流源(至第二峰功率放大器dp2)
[0314]
it
ꢀꢀꢀꢀꢀ
本征晶体管(型号)
[0315]
itg
ꢀꢀꢀꢀ
(it的)晶体管壳体
[0316]
itn
ꢀꢀꢀꢀ
用于输入匹配的阻抗变换网络
[0317]
kf
ꢀꢀꢀꢀꢀ
接触表面
[0318]
l
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
电感器
[0319]
lah
ꢀꢀꢀꢀ
多谐波变换线/偏移线/偏移线
[0320]
lmc
ꢀꢀꢀꢀ
负载匹配组合器
[0321]
lna
ꢀꢀꢀꢀ
可切换低噪声放大器电路
[0322]
lg
ꢀꢀꢀꢀꢀ
印刷电路板壳体
[0323]
lp1
ꢀꢀꢀꢀ
焊盘1
[0324]
lp2
ꢀꢀꢀꢀ
焊盘2
[0325]
lpa
ꢀꢀꢀꢀ
焊膏/粘合剂膜/粘合剂
[0326]
lus
ꢀꢀꢀꢀ
气隙
[0327]
ota
ꢀꢀꢀꢀ
无线/无线电耦合(空中)
[0328]
pae
ꢀꢀꢀꢀ
功率附加效率
[0329]
papr
ꢀꢀꢀ
信号的峰功率与平均功率之比
[0330]
pbe
ꢀꢀꢀꢀ
无源设备
[0331]
r1
ꢀꢀꢀꢀꢀ
第一定向耦合器
[0332]
r2
ꢀꢀꢀꢀꢀ
第二定向耦合器
[0333]
ra
ꢀꢀꢀꢀꢀ
参考平面a
[0334]
rb
ꢀꢀꢀꢀꢀ
参考平面b
[0335]
rc
ꢀꢀꢀꢀꢀ
参考平面c
[0336]
rd
ꢀꢀꢀꢀꢀ
环形密封件
[0337]
rk
ꢀꢀꢀꢀꢀ
环形接触件
[0338]
rl
ꢀꢀꢀꢀꢀ
端接阻抗
[0339]
rx
ꢀꢀꢀꢀꢀ
接收器
[0340]
rx
ꢀꢀꢀꢀꢀ
单个或多个接收器
[0341]
rxk
ꢀꢀꢀꢀ
rx电缆
[0342]
s1
ꢀꢀꢀꢀꢀ
螺钉1
[0343]
sd
ꢀꢀꢀꢀꢀ
螺钉密封件
[0344]
sa
ꢀꢀꢀꢀꢀ
传输天线
[0345]
tbs
ꢀꢀꢀꢀ
晶体管紧固螺钉
[0346]
tkk1
ꢀꢀꢀ
t型交叉组合器1
[0347]
tkk2
ꢀꢀꢀ
t型交叉组合器2
[0348]
tm
ꢀꢀꢀꢀꢀ
变换器(主功率放大器dm)
[0349]
tp1
ꢀꢀꢀꢀ
变换器(第一峰功率放大器dp1)
[0350]
tr
ꢀꢀꢀꢀꢀ
晶体管
[0351]
trd
ꢀꢀꢀꢀ
晶体管管芯
[0352]
trk
ꢀꢀꢀꢀ
晶体管散热器
[0353]
tx
ꢀꢀꢀꢀꢀ
发送器
[0354]
ty
ꢀꢀꢀꢀꢀ
单个或多个发送器
[0355]
txk
ꢀꢀꢀꢀ
tx电缆
[0356]
u1
ꢀꢀꢀꢀꢀ
精细保护
[0357]
ups
ꢀꢀꢀꢀ
不间断供电单元
[0358]
vdcg
ꢀꢀ
dc电源栅极
[0359]
vdcd
ꢀꢀ
dc电源漏极
[0360]
wbc
ꢀꢀꢀ
宽带回退组合器
[0361]
w1
ꢀꢀꢀꢀ
电阻器1
[0362]
w2
ꢀꢀꢀꢀ
电阻器2
[0363]
w3
ꢀꢀꢀꢀ
电阻器3
[0364]
z1
ꢀꢀꢀꢀꢀ
环行器