一种新型窄带电调滤波器的制作方法

1.本发明涉及滤波领域，特别是涉及一种新型窄带电调滤波器。


背景技术：

2.超短波通信是地空视距通信的主要手段，随着业务种类、业务数量的增加，超短波通信装备的数量也逐渐增加，使用中的各种干扰、尤其是共址干扰问题愈来愈突出，已成为制约电台效能发挥的重要因素。
3.共址干扰对超短波通信装备使用的影响主要表现在两个方面：一是破坏接收机对目标信号的正确解调，表现方式为话音传输时噪音大，数据传输时误码率高；二是对较弱目标信号的屏蔽效应，表现方式为通信距离缩短，收不到远处的信号，接收方对这种情况往往毫无察觉。其原因就是电台接收机前端射频预选滤波器，即电调滤波器电路性能差，带宽过宽，对强干扰信号抑制不足。
4.因此，本发明发明人为满足超短波电台同址架设，共址工作的能力，设计了一种新型窄带电调滤波器来解决上述问题。


技术实现要素：

5.为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种新型窄带电调滤波器，可以提高射频接收电路的选择性，将更多的强干扰排除在射频接收电路的带外。
6.基于此，本发明提供了一种新型窄带电调滤波器，所述滤波器包括：
7.依次相连的第一谐振器、第二谐振器、耦合元件、第三谐振器、第四谐振器；
8.所述第一谐振器、第二谐振器、第三谐振器、第四谐振器均与单片机相连。
9.其中，所述第一谐振器包括：第一电感、第一电容，所述第一电感与所述第一电容组成串联谐振回路，所述第一电容由两个变容二极管并联组成，所述第一电感由第一感值电感、第二感值电感串联组成。
10.其中，所述变容二极管的型号为bb439。
11.其中，所述第一谐振器包括：第一电感、第一电容，所述第一电感与所述第一电容组成串联谐振回路，所述第一电容由单只变容二极管组成，所述第一电感由第一感值电感、第二感值电感串联组成。
12.其中，所述变容二极管的型号为bb535。
13.其中，所述第二谐振器包括：第二电感、第二电容，所述第二电感与所述第二电容组成串联谐振回路，所述第二电容由两个变容二极管并联或单只变容二极管组成。
14.其中，所述第三谐振器包括：第三电感、第三电容，所述第三电感与所述第三电容组成串联谐振回路，所述第三电容由两个变容二极管并联或单只变容二极管组成。
15.其中，所述第四谐振器包括：第四电感、第四电容，所述第四电感与所述第四电容组成串联谐振回路，所述第四电容由两个变容二极管并联或单只变容二极管组成，所述第四电感由第三感值电感、第四感值电感串联组成。
16.其中，所述单片机内部数模转换dac直流电压的输出端与所述第一谐振器、第二谐振器、第三谐振器、第四谐振器中的变容二极管的负极输入端相连。
17.其中，所述耦合元件由耦合电感组成，所述耦合电感的输入端与所述第二谐振器的输出端相连，所述耦合电感的输出端与所述第三谐振器的输入端相连。
18.本发明由独特并易于实现的四个谐振器和一个耦合元件构成，且四个谐振器采用同一个调谐电压来调谐其中的变容二极管的电容量，不同于难以实现的传统滤波器是由n个谐振器，n
‑
1个调谐电压和n
‑
1个耦合元件构成。在抑制度指标上，新型窄带电调滤波器达到了传统同类滤波器的效果，该新型窄带电调滤波器中变容二极管上所加的调谐电压是通过单片机电路内部数模转换电路dac的直流输出来完成。
19.本发明完成了传统滤波器实现不了的由同一调谐电压调谐的四个谐振器及一个耦合元件构成的新型窄带电调滤波器的设计，该滤波器在108mhz～174mhz频段，插入损耗a0小于4db，3db带宽bw3小于6mhz，f0±
5％f0频率点处抑制度大于15dbc；在225mhz～400mhz频段，插入损耗a0小于5db，3db带宽bw3小于15mhz，f0±
5％f0频率点处抑制度大于18dbc，解决了传统电调滤波器电路性能差，带宽过宽，对强干扰信号抑制不足的问题。新型窄带电调滤波器对射频接收电路选择性的提高，将更多的强干扰排除在射频接收电路的带外，也解决了多部电台共址工作时，相互干扰的问题。
附图说明
20.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
21.图1是本发明实施例提供的新型窄带电调滤波器的示意图；
22.图2是本发明实施例提供的两个谐振器和一个耦合元件构成的中心频率为140mhz的原始滤波器的示意图；
23.图3是本发明实施例提供的图2的原始滤波器的仿真结果图；
24.图4是本发明实施例提供的图2的原始滤波器衍生出的一个由四个谐振器及一个耦合元件构成的中心频率为140mhz新型窄带滤波器；
25.图5是本发明实施例提供的中心频率为140mhz的新型窄带滤波器通过ads软件仿真结果图；
26.图6是本发明实施例提供的中心频率为108mhz的新型窄带滤波器电路图；
27.图7是本发明实施例提供的图6中心频率为108mhz的新型窄带滤波器通过ads软件仿真结果图；
28.图8是本发明实施例提供的中心频率为174mhz的新型窄带滤波器电路图；
29.图9是本发明实施例提供的图8中心频率为174mhz的新型窄带滤波器通过ads软件仿真结果图；
30.图10是本发明实施例提供的108mhz～174mhz新型窄带电调滤波器电路图；
31.图11是本发明实施例提供的电感π
→
t变换原理框图
32.图12是本发明实施例提供的108mhz～174mhz最终的新型窄带电调滤波器电路图；
33.图13是本发明实施例提供的中心频率为225mhz的新型窄带滤波器电路图；
34.图14是本发明实施例提供的图13中心频率为225mhz的新型窄带滤波器通过ads软件仿真结果图；
35.图15是本发明实施例提供的中心频率为400mhz的新型窄带滤波器电路图；
36.图16是本发明实施例提供的图15中心频率为400mhz的新型窄带滤波器通过ads软件仿真结果图；
37.图17是本发明实施例提供的225mhz～400mhz最终的新型窄带电调滤波器电路图。
具体实施方式
38.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
39.电调滤波器是通过改变谐振器中变容二极管的可变电容，来实现网络频率响应的变化，利用电压改变变容二极管的可变电容的容量，达到所需要的频率响应。
40.在全频段，变频比k1＝400mhz/108mhz≈3.7，那么相应的变容二极管的变频比就需要k2＝k
12
＝3.72＝13.69，受限于半导体材料的限制，目前，超突变结二极管仍未问于世，因此就需要在108mhz～174mhz频段和225mhz～400mhz频段各用一个电调滤波器即可满足要求。本发明仅对108mhz～174mhz频段新型窄带电调滤波器设计进行逐一展开做详细介绍，225mhz～400mhz频段新型窄带电调滤波器设计原理及步骤与其类同，这里仅给出结果，不再赘述。
41.图1是本发明实施例提供的新型窄带电调滤波器的示意图，所述滤波器包括：
42.依次相连的第一谐振器101、第二谐振器102、耦合元件103、第三谐振器104、第四谐振器105；
43.所述第一谐振器101、第二谐振器102、第三谐振器104、第四谐振器105均与单片机106相连。
44.所述新型窄带电调滤波器是双端口互逆网络，输入输出是可以互换的，这里从输入的角度进行介绍，所述第一谐振器101的输出端与所述第二谐振器102的输入端相连，所述第二谐振器102的输出端与所述耦合元件103的输入端相连，所述耦合元件103的输出端与所述第三谐振器104的输入端相连，所述第三谐振器104的输出端与所述第四谐振器105的输入端相连，所述单片机106的输出端与所述第一谐振器101、第二谐振器102、第三谐振器104和第四谐振器105的变容二极管负极输入端相连。
45.本发明的设计过程如下：
46.本发明按预畸设计法中的耦合设计法来设计，即按预畸的k和q参数表进行设计。为了在元件有耗的情况下准确地实现各类响应，须把元件的损耗预先考虑进去，然后进行综合得出元件有耗的设计参数来。这时，除了通带内附加一固定损耗外，响应曲线与无耗情况一样，这就是预畸设计法。本发明实施例中，只用一个耦合元件，即先按谐振器节数n＝2来查归一化的k和q参数表，设计出一个由两个谐振器和一个耦合元件构成的原始电调滤波器，然后再变换到n＝4个的谐振器的滤波器网络。
47.在108mhz～174mhz频段新型窄带电调滤波器中，取中间频率140mhz开始设计。设输入条件：
48.1、最平型巴特沃思带通滤波器；
49.2、中心频率：f0＝140mhz；
50.3、bw3≤8mhz；
51.4、插入损耗a0≤3db；
52.5、输入输出阻抗r
s
＝r
l
＝50欧。
53.在a0≤3db，n＝2查表得出，q0＝14.142，a0＝0.915时，q1＝1.4142；q2＝1.4142；k
12
＝0.7071。
54.故谐振器的最小无载q0：
[0055][0056]
一般来说，电感量大的线圈，其杂散电容必然也很大，因而它的自身谐振频率也就很低。另一方面，由于电感量大，线圈的匝数必然多，其等效串联电阻必然大，从而导致线圈的q值必然不高。为使q0尽可能地大且分布参数影响小，这里折中考虑，选l
p
＝60nh。
[0057]
有载品质因数：
[0058][0059][0060]
耦合系数
[0061][0062]
令各谐振器中的电感均为lp，则谐振器中电容：令各谐振器中的电感均为lp，则谐振器中电容：
[0063][0064]
输入抽头比
[0065]
因为q1＝q2，且r
s
＝r
l
，故输出的抽头比p
l
与输入的抽头比p
s
相同。
[0066]
计算抽头电感l
s2
＝l
p
‑
l
s1
＝48.8nh；同理l
l1
＝11.2nh，l
l2
＝48.8nh。
[0067]
设计出的电路如图2所示，为原始的滤波器。因本发明所要设计的是电调谐式滤波器，谐振器中的要用到的变容二极管电容是随所加调谐电压的变化而变化的，因此这里暂不考虑由耦合元件带来的谐振器谐振频率的微小变动，允许滤波器中心频率稍有出入，图3即是该原始滤波器通过ads软件仿真结果图，元件选取用理想集总参数的模型。如图所示，
中心频率f0为143.1mhz，插入损耗a0为
‑
0.04db，3db带宽bw3为7.9mhz。
[0068]
下面为了保持耦合元件l
12
不变，仅用该一个耦合元件；输入输出的抽头比不变，即l
s1
，l
s2
，l
l1
，l
l2
的值不变，每个谐振器由一个并联谐振回路改为两个串联谐振回路级联。即该滤波器就衍生出了一个由四个谐振器和一个耦合元件构成的新型窄带滤波器，最终电路图如图4所示，图5为图4新型窄带滤波器电路图通过ads软件仿真结果图。如图5所示，新型窄带滤波器中心频率f0为141.6mhz，插入损耗a0为
‑
0.008db，3db带宽bw3为3.9mhz。新型窄带滤波器与原始滤波器相比，插入损耗几乎没有变化，3db带宽变窄了，从仿真图上来看，带外抑制也变高了。
[0069]
108mhz～174mhz频段新型窄带电调滤波器的设计就是将图4中的c
p1
，c
p2
，c
p3
，c
p4
改为变容二极管，这样该滤波器的中心频率就会随着变容二极管电容的改变而改变。但是在108mhz工作频率上，因耦合元件电感l
12
值不变，耦合变强，处于过耦合状态，滤波特性曲线会由单峰向双峰变化，中间出现凹点，带宽变宽，因此应当降低耦合强度，增大元件电感l
12
电感值即可，暂定l
12
＝1800nh。由公式
[0070]
得出(l＝60nh)，工作频率为108mhz时，电容c≈36pf；工作频率为174mhz时，电容c≈13.94pf；具体电容值可通过仿真进行修正，修正及仿真结果如下：
[0071]
f0＝108mhz：电容c
p
＝36.8pf；插入损耗a0＝
‑
0.058db；3db带宽bw3＝2.4mhz；@f0±
5％抑制度：>15dbc。电路图如图6所示，仿真结果如图7所示。
[0072]
f0＝174mhz：电容c
p
＝14.24pf；插入损耗a0＝
‑
0.443db；3db带宽bw3＝4.1mhz；@f0±
5％抑制度：>15dbc。电路图如图8所示，仿真结果如图9所示。
[0073]
变容二极管bb439，当调谐电压v
r
＝3～25(v)时，电容c
p
＝26～4.3(pf)，覆盖不了f0＝108mhz～174mhz所用电容值c
p
，故需要用两只变容管bb439并联起来使用，108mhz～174mhz新型窄带电调滤波器相应电路图如图10所示。
[0074]
其中，所述第一谐振器101包括：第一电感l
s
、第一电容c
p1
，所述第一电感l
s
与所述第一电容c
p1
组成串联谐振回路，所述第一电容c
p1
由两个变容二极管并联组成，所述第一电感l
s
由第一感值电感l
s1
、第二感值电感l
s2
串联组成，同时第一感值电感l
s1
，第二感值电感l
s2
的感值比例由输入抽头比决定，起阻抗变换作用。所述第一谐振器101的输入端与输出阻抗为50欧姆的外围器件相连；所述第一谐振器101的输出端与所述第二谐振器102的输入端相连。其中，所述变容二极管的型号为bb439。
[0075]
其中，所述第二谐振器102包括：第二电感l
p3
、第二电容c
p3
，所述第二电感l
p3
与所述第二电容c
p3
组成串联谐振回路，所述第二电容c
p3
由两个变容二极管并联组成。所述第二谐振器102的输入端与所述第一谐振器101的输出端相连，第二谐振器102的输出端与耦合元件103的输入端相连。
[0076]
其中，所述第三谐振器104包括：第三电感l
p4
、第三电容c
p4
，所述第三电感l
p4
与所述第三电容c
p4
组成串联谐振回路，所述第三电容c
p4
由两个变容二极管并联组成。所述第三谐振器104的输入端与耦合元件103的输出端相连，所述第三谐振器104的输出端与所述第四谐振器105的输入端相连。
[0077]
其中，所述第四谐振器105包括：第四电感l
l
、第四电容c
p2
，所述第四电感l
l
与所述第四电容c
p2
组成串联谐振回路，所述第四电容c
p2
由两个变容二极管并联组成，所述第四电
感l
l
由第三感值电感l
l1
、第四感值电感l
l2
串联组成。同时所述第三感值电感l
l1
，第四感值电感l
l2
的感值比例由输出抽头比决定，起阻抗变换作用。所述第四谐振器105的输入端与所述第三谐振器104的输出端相连，所述第四谐振器105的输出端与输入阻抗为50欧姆的外围器件相连。
[0078]
所述单片机106内部数模转换dac直流电压的输出端与所述第一谐振器101、所述第二谐振器102、所述第三谐振器104和所述第四谐振器105中的变容二极管bb439的负极输入端相连。即四个谐振器由同一个调谐电压来调谐其谐振中心频率，单片机内部数模转换dac寄存器所需值有工作频率决定。
[0079]
所述耦合元件103由一电感l
12
组成，l
12
＝1800nh。其输入端与所述第二谐振器102的输出端相连，输出端与所述第三谐振器104的输入端相连。由于线圈各线匝之间存在着分别电容且线圈导线具有分布电阻，因而实际的电感线圈在低频和高频情况下将表现为不同的等效电路。在低频情况下，这些分布参数很小，线圈可以等效为理想电感器，而在高频情况下，这些分布参数就不能忽略了，线匝间的电容，趋肤效应导致导线电阻增加而造成q值降低等，都必须予以考虑。而l
12
，感值为1800nh，线匝必然很多，为减小在高频情况下，这些分布参数的影响，必须将电感变小，降低感值，可借助第二谐振器中的电感l
p3
与第三谐振器中的电感l
p4
通过π
→
t变换来完成，原理框图如图11所示。
[0080][0081][0082][0083]
108mhz～174mhz最终的新型窄带电调滤波器电路图如图12所示。
[0084]
对于225mhz～400mhz频段新型窄带电调滤波器的设计原理及步骤与108mhz～174mhz频段新型窄带电调滤波器的设计原理一样，此处不再进行详细介绍，结果如下：
[0085]
f0＝225mhz：电容c
p
＝10.2pf；插入损耗a0＝
‑
0.058db；3db带宽bw3＝4.9mhz；@f0±
5％抑制度：>18dbc。电路图如图13所示，仿真结果如图14所示。
[0086]
f0＝400mhz：电容c
p
＝3.24pf；插入损耗a0＝
‑
0.61db；3db带宽bw3＝9.3mhz；@f0±
5％抑制度：>18dbc。电路图如图15所示，仿真结果如图16所示。
[0087]
变容二极管bb535，当调谐电压v
r
＝2～25(v)时，电容c
p
＝15～2.24(pf)，可以覆盖f0＝225mhz～400mhz所用电容值c
p
，故只需要一只变容管bb535即可满足225mhz～400mhz新型窄带电调滤波器的设计要求，相应的最终电路图如图17所示。
[0088]
通过以上技术方案在108mhz～174mhz，225mhz～400mhz超短波工作频段，两型新型窄带电调滤波器的设计，在108mhz～174mhz频段，插入损耗a0小于4db，3db带宽bw3小于6mhz，f0±
5％f0频率点处抑制度大于15dbc；在225mhz～400mhz频段，插入损耗a0小于5db，3db带宽bw3小于15mhz，f0±
5％f0频率点处抑制度大于18dbc，解决了传统电调滤波器电路性能差，带宽过宽，对强干扰信号抑制不足的问题。新型窄带电调滤波器对射频接收电路选择性的提高，将更多的强干扰排除在射频接收电路的带外，也解决了多部电台共址工作时，相互干扰的问题。
[0089]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本发明的保护范围。