交叉耦合声学滤波器的制作方法

1.本发明涉及一种交叉耦合声学滤波器，特别是一种电容性交叉耦合声学滤波器。


背景技术：

2.近年来，随着移动通信系统的进步，便携式信息终端等迅速普及。已经进行了开发以减小上述终端的大小并且提高其性能的相关工作。模拟和数字都用于移动电话系统。已经提出了采用压电表面声波滤波器或薄膜体声波(saw或者fbar)谐振滤波器，以在移动通信系统的装置中使用。
3.图1a至图1c分别示出了现有技术中采用fbar构成的声学滤波器的电路图。其中，图1a所示的现有技术中，采用了电磁lc滤波电路00以及由fbar谐振器131
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133构成的梯型fbar网络级联并且采用电感/电容20连接两个并联支路fbar的方式来修调滤波器左侧/右侧滚降以及近阻带抑制。然而其采用的方式只能单独修调单侧的滚降以及抑制，无法同时控制双侧的抑制。
4.图1b所示的现有技术中，采用利用额外的电容103、104并联fbar101、102进行对于其谐振频率的调整从而优化整个滤波器/双工器的滚降系数以及带内匹配，但是这种方式属于fbar本身的自调谐，属于本征调谐，无法产生额外的传输零点和传输极点。
5.图1c所示的现有技术中，采用了电磁lc网络11与fbar 12串联的方式来实现传统双工器中的边带滚降增强的效果，这种方式属于简单的性能叠加，增加插损的同时也会增加天线端匹配难度，不利于实际应用。


技术实现要素：

6.因此，本发明的目的在于提供一种克服以上技术障碍的fbar滤波器。
7.本发明提供了一种交叉耦合声学滤波器，包括：
8.串联主回路，在输入端子和输出端子之间，由m个第一声学谐振器串联构成，其中m为大于等于3的整数；
9.n个并联支路，n个并联支路的一端分别连接至相邻的第一声学谐振器之间的m
‑
1个节点处和/或串联主回路首末端，n个并联支路的另一端接地；且n个并联支路依次编号，每个并联支路包括至少一个第二声学谐振器,其中n为大于等于4的整数；
10.至少2个耦合支路，连接n个并联支路的一端，每个耦合支路的第一端所连接的并联支路的编号与耦合支路的第二端所连接的并联支路的编号之间的差值大于等于2；
11.至少一条耦合支路的的第一端连接在另一条耦合支路的第一端和第二端之间，且该至少一条耦合支路的第二端连接在该另一条耦合支路的第一端和第二端之外。
12.其中，输入端子和/或输出端子与串联主回路之间进一步包括匹配电路。其中匹配电路包括串联和/或并联的电容和/或电感。
13.其中，每个并联支路进一步包括在第二fbar谐振器与地电势之间的串联电感。
14.其中，耦合支路的全部或一部分包括串联电容器或串联电感器。
15.本发明还提供了一种双工器，包括根据此前任一项所述的交叉耦合声学滤波器。
16.依照本发明的声学滤波器，在fbar梯形网络上引入多个不同极性的交叉耦合结构，增加额外的传输零点，通带两侧的抑制增加并且带内插损优化。
17.本发明所述目的，以及在此未列出的其他目的，在本技术独立权利要求的范围内得以满足。本发明的实施例限定在独立权利要求中，具体特征限定在其从属权利要求中。
附图说明
18.以下参照附图来详细说明本发明的技术方案，其中：
19.图1a
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图1c分别显示了现有技术的fbar滤波器的电路图；
20.图2显示了根据本发明的交叉耦合声学滤波器的电路图；
21.图3a显示了根据本发明一个实施例的交叉耦合声学滤波器的电路图；
22.图3b显示了图3a所示交叉耦合声学滤波器的插损；
23.图4a显示了根据本发明另一实施例的交叉耦合声学滤波器的电路图；
24.图4b显示了图4a所示交叉耦合声学滤波器的插损。
具体实施方式
25.以下参照附图并结合示意性的实施例来详细说明本发明技术方案的特征及其技术效果，公开了一种交叉耦合声学滤波器。需要指出的是，类似的附图标记表示类似的结构，本技术中所用的术语“第一”、“第二”、“上”、“下”等等可用于修饰各种器件结构。这些修饰除非特别说明并非暗示所修饰器件结构的空间、次序或层级关系。
26.如图2所示，根据本发明原理的交叉耦合声学滤波器包括在第一(输入)端子a与第二(输出)端子b之间的多个第一声学谐振器(fbar)和多个电感器组成的串并联网络，其中m个(m是大于等于3的整数)第一fbar谐振器s1、s2
…
sm依次串联构成串联主回路，n(其中n是大于等于4的整数)个并联支路一端分别连接至相邻的第一fbar谐振器之间的m
‑
1个节点n1、n2
…
nm
‑
1处和/或串联主回路首末端，另一端接地，n个并联支路依次编号，每个并联支路包括至少一个第二声学谐振器也即每个并联支路分别包括串联至接地的第二fbar谐振器p1、p2
…
pm
‑
1，优选地，各个并联支路上可以在m
‑
1个第二fbar谐振器p1、p2..pm
‑
1之外额外地串接电感器l1、l2
…
lm
‑
1来实现零级点的调整，其对于耦合部分没有额外的影响。至少2个电容性的耦合结构c1、c2
…
cm
‑
3耦合在m
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1个节点之间并且优选地每个耦合结构的第一端所耦合节点的编号(例如n1、n2)与第二端所耦合节点(例如n3、n4)的编号的差值大于等于2，以使得后一个耦合结构的第一端所耦合节点在前一个耦合结构的两个耦合节点之间。至少一条耦合支路的的第一端连接在另一条耦合支路的第一端和第二端之间，且该至少一条耦合支路的第二端连接在该另一条耦合支路的第一端和第二端之外。优选地，输入端子a与串联主回路之间进一步包括匹配电路，图2实施例中该匹配电路包括串联或并联的电容c0(图中仅示出为串联，实际上也可以并联，还可以是串并联的多个lc)，输出端子b与串联主回路之间进一步包括匹配电路，图2实施例中该匹配电路包括并联或串联的电感l0(图中仅示出为并联，实际上也可以串联，还可以是串并联的多个lc)，用来调整滤波器的加载相位，使其满足基本的切比雪夫滤波函数。优选地，耦合结构全部是电容，容性负耦合结构会带来通带两侧的抑制增加以及带内插损优化的功能。进一步优选地，耦合结构的至少一个
是电感而其余部分是电容(也即耦合结构部分地是电容)，不同极性耦合结构的添加也会产生与容性耦合类似效果。
27.如图3a所示为根据本发明一个优选实施例的由交叉耦合的声学滤波器所构成的n79全频段滤波器，其频带为4.4
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5ghz。其中，m选择为5，两个耦合结构均是电容c1、c2，四个附加在并联支路上的电感分别为l1＝1.07911ph、l2＝1.54999ph、l3＝3.19846ph以及l4＝1.10204ph，关于端口处c0，例如0
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50pf，l0例如0
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50nh，l1
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l4为0
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10nh。其中l2以及l3是用来拓展整个滤波器带宽的重要部分，其作用机理为是的p2和p3的串联谐振频率下降，增加作为fbar谐振频率之间差值表征值的等效机电耦合系数(kteff)，从而拓展带宽。两个耦合电容加载在p1和p3以及p2和p4之间，增加了滤波器两侧的近阻带抑制以及滚降。请同时参考图2所述，两侧的匹配电路即匹配器件c0和l0调整了相应的相位。
28.图3b示出了图3a的交叉耦合的声学滤波器的插损，其中横轴为频率ghz，纵轴为插损db。图中虚线标注的曲线为不添加交叉耦合之前的电路仿真结果，实线为添加新方案的插损。可以明显的看出添加了耦合电容之后，其近阻带右侧增加了零点，双侧的近阻带抑制得到了5
‑
10db的加强，通带右侧出现一定程度的塌陷。
29.如图4a所示为根据本发明另一个优选实施例的由交叉耦合的声学滤波器所构成的n79全频段滤波器，其频带为4.4
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5ghz。其中，m选择为5，两个耦合结构一个为lc而另一个为cc，四个附加在并联支路上的电感分别为l1＝0.992685ph、l2＝1.99773ph、l3＝4.09519ph以及l4＝1.19841ph，端口处c0例如0
‑
50pf，l0例如0
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50nh，替代地l1
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l4选择为0
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10nh。其中l2以及l3是用来拓展整个滤波器带宽的重要部分，其作用机理为是的p2和p3的串联谐振频率下降，增加作为fbar谐振频率之间差值表征值的等效机电耦合系数(kteff)，从而拓展带宽。耦合电感lc与耦合电容cc分别加载在p1和p3以及p2和p4之间，增加了滤波器两侧的近阻带抑制以及滚降。两侧的匹配器件c0和l0调整了相应的相位。
30.图4b示出了图4a的交叉耦合的声学滤波器的插损，其中横轴为频率ghz，纵轴为插损db。图中虚线标注的曲线为不添加交叉耦合之前的电路仿真结果，实线为添加新方案的插损。相较于纯电容耦合，可以看出下边带(低于通带下边缘的频段)抑制水平有了明显的增强，并且增加了额外的传输零点。于此同时，上边带(高于通带上边缘的频段)抑制也保持了30db的水平。
31.依照本发明的声学滤波器，在fbar梯形网络上引入多个不同极性的交叉耦合结构，增加额外的传输零点，通带两侧的抑制增加并且带内插损优化。
32.尽管已参照一个或多个示例性实施例说明本发明，本领域技术人员可以知晓无需脱离本发明范围而对器件结构做出各种合适的改变和等价方式。此外，由所公开的教导可做出许多可能适于特定情形或材料的修改而不脱离本发明范围。因此，本发明的目的不在于限定在作为用于实现本发明的最佳实施方式而公开的特定实施例，而所公开的器件结构及其制造方法将包括落入本发明范围内的所有实施例。