一种旋转变压器激励信号的生成装置的制作方法

1.本发明涉及交流电机驱动技术领域，特别涉及一种旋转变压器激励信号的生成装置。


背景技术：

2.在交流电机驱动技术领域，通常会使用旋转变压器来实时检测交流电机的绝对位置。目前，旋转变压器激励信号的生成方法主要有两种方法，一种是采用专门的旋变解码芯片来生成旋转变压器的激励信号，另一种方法是采用dsp(digital signal processing，数字信号处理)或者是fpga(field programmable gate array，现场可编程门阵列)进行解码来生成旋转变压器的激励信号。
3.其中，第一种方法是先采用模拟电路的方式来构造旋转变压器的激励信号，并将激励信号分为两路相角相差180
°
的正弦信号，然后经过功率放大电路对正弦信号进行功率放大来驱动旋转变压器，但是该方法存在设备成本高、抗电磁干扰能力弱、锁相范围窄等缺点；第二种方法是先由fpga或者dsp生成频率与激励信号相同占空比为50％的方波信号，然后，再采用低通滤波器将方波信号转换成正弦信号，最后，利用差分放大器对正弦信号进行放大，将其作为旋转变压器的激励信号。但是，该方法所生成的激励信号包含有大量的高次谐波，尤其是高次谐波中的3、5、7次谐波会经旋转变压器反馈到后续的采样电路中，从而导致解码所得的信号中含有同频次的波动，进而影响解码精度。其次，为了保证电路的稳定性，必须采用级联的二阶低通滤波器来对方波进行滤波，但是，由于二阶低通滤波器无法滤除方波信号中的直流分量，因此必须要增加直流偏置参考电路来抵消二阶低通滤波器所产生的直流分量，这样就会增加硬件电路的复杂度与设计成本。此外，低通滤波器会对基波分量存在较大的相位延时，还会影响fpga对旋转变信号进行解码时的相位补偿精度。目前，针对上述技术问题，还没有较为有效的解决办法。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种旋转变压器激励信号的生成装置，以在降低该激励信号生成装置的硬件复杂度和所需要的造价成本的同时，也可以相对提高旋转变压器的相位补偿精度。其具体方案如下：
5.一种旋转变压器激励信号的生成装置，包括：
6.目标逻辑芯片，用于根据旋转变压器所需要的激励信号生成目标pwm信号；其中，所述目标pwm信号的载波比大于10；
7.带通滤波器，用于对所述目标pwm信号进行滤波，得到单端正弦波信号；
8.差分转换电路，用于将所述单端正弦波信号转换为相位相差180
°
的正激励信号和负激励信号，以利用所述正激励信号和所述负激励信号对所述旋转变压器进行驱动。
9.优选的，所述目标逻辑芯片具体为：fpga或dsp或cpld或mcu。
10.优选的，所述目标逻辑芯片包括：
11.参数确定模块，用于根据所述激励信号的频率与幅值确定所述目标pwm信号的所述载波比、调制系数，并根据所述调制系数确定所述目标pwm信号的占空比；
12.信号生成模块，用于根据所述载波比、所述调制系数和所述占空比生成所述目标pwm信号。
13.优选的，所述带通滤波器的增益的取值范围为：1.3～4，且所述带通滤波器的品质因数的取值范围为：0～9。
14.优选的，所述带通滤波器包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一电容、第二电容和第一运算放大器；
15.其中，所述第一电阻的第一端用于接收所述目标pwm信号，所述第一电阻的第二端分别与所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端和所述第二电阻的第一端相连，所述第一电容的第二端接地，并且所述第一电容的第二端分别与所述第三电阻的第一端和所述第四电阻的第一端相连，所述第二电容的第二端分别与所述第三电阻的第二端和所述第一运算放大器的正输入端相连，所述第一运算放大器的负输入端分别与所述第四电阻的第二端和所述第五电阻的第一端相连，所述第一运算放大器的输出端分别与所述第二电阻的第二端和所述第五电阻的第二端相连。
16.优选的，所述差分转换电路包括：第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第二运算放大器和第三运算放大器；
17.其中，所述第二运算放大器的正输入端与所述第六电阻的第一端相连，所述第六电阻的第二端接地，所述第二运算放大器的负输入端分别与所述第七电阻的第一端和所述第八电阻的第一端相连，所述第八电阻的第二端与所述第二运算放大器的输出端相连；所述第七电阻的第二端与所述第九电阻的第一端相连，所述第九电阻的第二端与所述第三运算放大器的正输入端相连，所述第三运算放大器的负输入端分别与所述第十电阻的第一端和所述第十一电阻的第一端相连，所述第十电阻的第二端接地，所述第十一电阻的第二端与所述第三运算放大器的输出端相连；
18.相应的，所述第七电阻的第二端用于接收所述单端正弦波信号，所述第二运算放大器的输出端和所述第三运算放大器的输出端分别用于输出所述正激励信号和所述负激励信号。
19.优选的，还包括：
20.两个设置相同的功率放大器，分别用于对所述正激励信号和所述负激励信号进行功率放大。
21.优选的，所述功率放大器包括：第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第一二极管、第二二极管、npn三极管和pnp三极管；
22.其中，所述第二运算放大器的输出端分别与所述第一二极管的负极和所述第二二极管的正极相连，所述第一二极管的正极与所述第十二电阻的第一端相连，所述第十二电阻的第二端分别与所述第十三电阻的第一端和所述npn三极管的基集相连，所述第十三电阻的第二端与所述npn三极管的集电极相连，所述十三电阻的第二端与目标电源的正极相连，所述第二二极管的负极与所述第十四电阻的第一端相连，所述第十四电阻的第二端分别与所述第十五电阻的第一端和所述pnp三极管的基集相连，所述第十五电阻的第二端分别与所述目标电源的负极和所述pnp三极管的发射极相连，所述pnp三极管的集电极与所述
第十六电阻的第一端相连，所述十六电阻的第二端与所述第十七电阻的第一端相连，所述第十七电阻的第二端与所述npn三极管的发射极相连；
23.相应的，所述第十七电阻的第一端与所述第八电阻的第二端相连。
24.可见，在本发明所提供旋转变压器激励信号的生成装置中，由于是利用目标逻辑芯片根据旋转变压器所需要的激励信号生成载波比大于10的目标pwm信号，这样不仅可以使得目标pwm信号中的3、5、7次谐波分量较少，而且，也可以使得目标pwm信号具有较高的脉冲频率。在此情况下，只需要使用带通滤波器对目标pwm信号进行滤波就会取得较好的滤波效果。同时，使用带通滤波器还可以直接将目标pwm信号中的直流分量滤除，这样就无需在该生成装置中设置直流偏置参考电路。显然，相较于现有技术而言，该装置在生成激励信号的过程中既不需要使用专门的旋变解码芯片，也不需要使用级联的二阶低通滤波器和直流偏置参考电路，这样就可以显著降低该激励信号生成装置的硬件复杂度和所需要的造价成本。并且，由于使用带通滤波器对目标pwm信号进行滤波时不会对基波信号产生延时，由此就可以相对提高旋转变压器的相位补偿精度。
附图说明
25.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
26.图1为本发明实施例所提供的一种旋转变压器激励信号的生成装置的结构图；
27.图2为生成目标pwm信号的流程示意图；
28.图3为目标pwm信号的示意图；
29.图4为本发明实施例所提供的一种带通滤波器的结构图；
30.图5为单端正弦波信号的示意图；
31.图6为本发明实施例所提供的一种差分转换电路的结构图；
32.图7为正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
的示意图；
33.图8为对正激励信号sin 进行功率放大的功率放大器的结构图；
34.图9为对负激励信号sin
‑
进行功率放大的功率放大器的结构图；
35.图10为旋转变压器激励信号生成系统的整体示意图。
具体实施方式
36.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
37.请参见图1，图1为本发明实施例所提供的一种旋转变压器激励信号的生成装置的结构图，该生成装置包括：
38.目标逻辑芯片11，用于根据旋转变压器所需要的激励信号生成目标pwm信号；其中，目标pwm信号的载波比大于10；
39.带通滤波器12，用于对目标pwm信号进行滤波，得到单端正弦波信号；
40.差分转换电路13，用于将单端正弦波信号转换为相位相差180
°
的正激励信号和负激励信号，以利用正激励信号和负激励信号对旋转变压器进行驱动。
41.在本实施例中，是提供了一种旋转变压器激励信号的生成装置，该生成装置不仅硬件结构简单、造价成本低廉，而且，也可以相对提高旋转变压器的相位补偿精度。具体的，在该生成装置中是设置有目标逻辑芯片11、带通滤波器12和差分转换电路13。
42.其中，目标逻辑芯片11能够根据旋转变压器所需要的激励信号生成载波比大于10的目标pwm信号。可以理解的是，当目标pwm信号的载波比大于10时，不仅可以使得目标pwm信号中的3、5、7次谐波分量较少，而且，也可以使得目标pwm信号具有较高的脉冲频率。在此情况下，再利用带通滤波器12对目标pwm信号进行滤波，就可以得到滤波效果较好的单端正弦波信号。
43.除此之外，利用带通滤波器12还可以直接将目标pwm信号中的直流分量滤除，这样就无需在该生成装置中设置直流偏置参考电路，由此就可以相对降低旋转变压器激励信号生成装置所需要的造价成本。同时，由于使用带通滤波器对目标pwm信号进行滤波时不会对基波信号产生延时，所以，通过这样的设置方式还可以相对提高旋转变压器的相位补偿精度。并且，利用目标逻辑芯片11来生成目标pwm信号，不仅可以通过目标逻辑芯片11内部所设置的算法模块对目标pwm信号的输出参数进行灵活控制，而且，也不需要复杂的硬件逻辑电路进行支撑，这样就可以进一步降低该旋转变压器激励信号生成装置的结构复杂度和所需要的设计成本。
44.当利用带通滤波器12对目标pwm信号进行滤波得到单端正弦波信号以后，再利用差分转换电路13将单端正弦波信号转换为相位相差180
°
的正激励信号和负激励信号。当获取得到相位相差180
°
的正激励信号和负激励信号时，就可以利用正激励信号和负激励信号来驱动旋转变压器。
45.可见，在本实施例所提供旋转变压器激励信号的生成装置中，由于是利用目标逻辑芯片根据旋转变压器所需要的激励信号生成载波比大于10的目标pwm信号，这样不仅可以使得目标pwm信号中的3、5、7次谐波分量较少，而且，也可以使得目标pwm信号具有较高的脉冲频率。在此情况下，只需要使用带通滤波器对目标pwm信号进行滤波就会取得较好的滤波效果。同时，使用带通滤波器还可以直接将目标pwm信号中的直流分量滤除，这样就无需在该生成装置中设置直流偏置参考电路。显然，相较于现有技术而言，该装置在生成激励信号的过程中既不需要使用专门的旋变解码芯片，也不需要使用级联的二阶低通滤波器和直流偏置参考电路，这样就可以显著降低该激励信号生成装置的硬件复杂度和所需要的造价成本。并且，由于使用带通滤波器对目标pwm信号进行滤波时不会对基波信号产生延时，由此就可以相对提高旋转变压器的相位补偿精度。
46.基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，作为一种优选的实施方式，目标逻辑芯片11具体为：fpga或dsp或cpld或mcu。
47.具体的，在实际应用中，可以将目标逻辑芯片设置为fpga、dsp、cpld(complex programmable logic device，复杂可编程逻辑器件)或者是mcu(micro controller unit，微控制单元)，因为这些逻辑芯片均具有强大的逻辑计算功能，符合本技术对于目标逻辑芯片的设计要求，所以，当将目标逻辑芯片设置为fpga、dsp、cpld或者是mcu时，就可以使得目
标逻辑芯片的设置方式更加灵活与多样。
48.基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，作为一种优选的实施方式，目标逻辑芯片11包括：
49.参数确定模块，用于根据激励信号的频率与幅值确定目标pwm信号的载波比、调制系数，并根据调制系数确定目标pwm信号的占空比；
50.信号生成模块，用于根据载波比、调制系数和占空比生成目标pwm信号。
51.在利用目标逻辑芯片生成目标pwm信号的过程中，需要根据激励信号的频率、幅值以及目标pwm信号的载波比来生成目标pwm信号。具体请参见图2，图2为生成目标pwm信号的流程示意图。
52.假设旋转变压器所需要激励信号的频率为f
c
，目标pwm信号的载波比为n，那么根据激励信号的频率f
c
和目标pwm信号的载波比n就可以计算出目标pwm信号的频率f
p
＝n*f
c
，同时也可以计算出目标逻辑芯片中定时器的计数周期t
p
＝1/(n*f
c
)；然后，再根据旋转变压器所需要的激励信号幅值以及选定的目标pwm信号的载波比就可以计算出目标pwm信号的调制系数m。
53.其中，调试系数m的计算表达式为：
[0054][0055]
式中，u0为激励信号的幅值，u
f
为目标逻辑芯片输出管脚的高电平电压值，k
d
为后级处理电路总的增益。
[0056]
之后，根据计算得到目标pwm信号的调制系数m就可以计算出一个激励周期中每个脉冲的占空比d
n
，根据计算所得每个脉冲的占空比d
n
，在目标逻辑芯片中将其转换为相应的比较阈值。当目标逻辑芯片中定时器的计数数值增加到该比较阈值时，目标逻辑芯片输出引脚的电平就会发生翻转，当定时器的计数数值增加到周期值时，目标逻辑芯片输出引脚的电平会再次发生翻转，通过目标逻辑芯片的不断处理就可以得到3、5、7次谐波分量很少的目标pwm信号。具体请参见图3，图3为目标pwm信号的示意图。
[0057]
基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，作为一种优选的实施方式，带通滤波器的增益的取值范围为：1.3～4，且带通滤波器的品质因数的取值范围为：0～9。
[0058]
在本实施例中，为了将目标pwm信号中的谐波滤除，应当将带通滤波器的增益k设置在1.3～4之间。并且，因为目标pwm信号中的3、5、7次谐波较少，所以，带通滤波器选择较小的品质因数就可以使得带通滤波器具备足够的稳定性，具体的，可以将带通滤波器的品质因数设置在9以内。
[0059]
基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，请参见图4，图4为本发明实施例所提供的一种带通滤波器的结构图。作为一种优选的实施方式，带通滤波器12包括：第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第一电容c1、第二电容c2和第一运算放大器a1；
[0060]
其中，第一电阻r1的第一端用于接收目标pwm信号，第一电阻r1的第二端分别与第一电容c1的第一端、第二电容c2的第一端和第二电阻r2的第一端相连，第一电容c1的第二端接地，并且第一电容c1的第二端分别与第三电阻r3的第一端和第四电阻r4的第一端相
连，第二电容c2的第二端分别与第三电阻r3的第二端和第一运算放大器a1的正输入端相连，第一运算放大器a1的负输入端分别与第四电阻r4的第二端和第五电阻r5的第一端相连，第一运算放大器a1的输出端分别与第二电阻r2的第二端和第五电阻r5的第二端相连。
[0061]
可以理解的是，由于目标pwm信号中的3、5、7次谐波分量较少，所以，使用带通滤波器就可以达到较好的滤波效果。具体的，可以将带通滤波器设置为vcvs(voltage controlled voltage source，电压控制电压源)的结构形式，具体请参见图4。经过带通滤波器对目标pwm信号进行滤波之后，就可以得到3、5、7次谐波较少的单端正弦波信号sin。具体请参见图5，图5为单端正弦波信号的示意图。
[0062]
在实际应用中，根据确定好的带通滤波器的增益k、品质因数q以及目标pmw信号的基波频率f
c
就可以确定出带通滤波器中所有元器件的设置参数。
[0063]
其中，第一电容c1和第二电容c2的计算表达式为：
[0064]
c1＝c2＝(10/f
c
)uf；
[0065]
式中，f
c
为目标pwm信号的基波频率；
[0066]
第一电阻r1的计算表达式为：
[0067][0068]
式中，f
c
为目标pwm信号的基波频率，ρ＝k/q，k为带通滤波器的增益，q为带通滤波器的品质因数，c1为第一电容的容值；
[0069]
第二电阻r2的计算表达式为：
[0070][0071]
式中，β＝1/q，ρ＝k/q，k为带通滤波器的增益，q为带通滤波器的品质因数，c1为第一电容的容值，f
c
为目标pwm信号的基波频率，c1为第一电容的容值。
[0072]
第三电阻r3的计算表达式为：
[0073][0074]
式中，f
c
为目标pwm信号的基波频率，c1为第一电容的容值，r1为第一电阻的阻值，r2为第二电阻的阻值。
[0075]
第四电阻r4与第五电阻r5的并联阻值与第三电阻r3的阻值相等，其中，第五电阻r5的计算表达式为：
[0076]
r5＝(k
‑
1)r4[0077]
式中，k为带通滤波器的增益，r4为第四电阻的阻值。
[0078]
基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，请参见图6，图6为本发明实施例所提供的一种差分转换电路的结构图。作为一种优选的实施方式，差分转换电路13包括：第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第二运算放大器a2和第三运算放大器a3；
[0079]
其中，第二运算放大器a2的正输入端与第六电阻r6的第一端相连，第六电阻r6的
第二端接地，第二运算放大器a2的负输入端分别与第七电阻r7的第一端和第八电阻r8的第一端相连，第八电阻r8的第二端与第二运算放大器a2的输出端相连；第七电阻r7的第二端与第九电阻r9的第一端相连，第九电阻r9的第二端与第三运算放大器a3的正输入端相连，第三运算放大器a3的负输入端分别与第十电阻r10的第一端和第十一电阻r11的第一端相连，第十电阻r10的第二端接地，第十一电阻r11的第二端与第三运算放大器a3的输出端相连；
[0080]
相应的，第七电阻r7的第二端用于接收单端正弦波信号sin，第二运算放大器a2的输出端和第三运算放大器a3的输出端分别用于输出正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
。
[0081]
在本实施例中，是提供了一种差分转换电路的具体设置方式，利用该差分转换电路可以将单端正弦波信号sin转换为用于对旋转变压器进行驱动的正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
，其中，正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
的相位差会相差180
°
。具体请参见图7，图7为正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
的示意图。
[0082]
能够想到的是，当第二运算放大器a2和第三运算放大器a3的输出能力足够大时，利用图6所示差分转换电路所输出的正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
就可以直接对旋转变压器进行驱动。
[0083]
基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，作为一种优选的实施方式，上述旋转变压器激励信号的生成装置还包括：
[0084]
两个设置相同的功率放大器，分别用于对正激励信号和负激励信号进行功率放大。
[0085]
在实际应用中，如果正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
不足以对旋转变压器进行驱动时，还可以在差分转换电路的后级添加两个设置相同的功率放大器来对正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
进行功率放大，并由此来进一步提高正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
的驱动能力。
[0086]
请参见图8，图8为对正激励信号sin 进行功率放大的功率放大器的结构图。作为一种优选的实施方式，功率放大器包括：第十二电阻r12、第十三电阻r13、第十四电阻r14、第十五电阻r15、第十六电阻r16、第十七电阻r17、第一二极管d1、第二二极管d2、npn三极管q1和pnp三极管q2；
[0087]
其中，第二运算放大器的输出端分别与第一二极管d1的负极和第二二极管d2的正极相连，第一二极管d1的正极与第十二电阻r12的第一端相连，第十二电阻r12的第二端分别与第十三电阻r13的第一端和npn三极管q1的基集相连，第十三电阻r13的第二端与npn三极管q1的集电极相连，十三电阻的第二端与目标电源的正极相连，第二二极管d2的负极与第十四电阻r14的第一端相连，第十四电阻r14的第二端分别与第十五电阻r15的第一端和pnp三极管q2的基集相连，第十五电阻r15的第二端分别与目标电源的负极和pnp三极管q2的发射极相连，pnp三极管q2的集电极与第十六电阻r16的第一端相连，十六电阻的第二端与第十七电阻r17的第一端相连，第十七电阻r17的第二端与npn三极管q1的发射极相连；
[0088]
相应的，第十七电阻r17的第一端与第八电阻r8的第二端相连。
[0089]
在本实施例中，是提供了一种对正激励信号sin 进行功率放大的功率放大器，其中，该功率放大器是由三极管推挽电路所组成，利用该功率放大器可以配合差分转换电路对单端正弦波信号进行差分转换和功率放大。基于同样的设置原理，还可以利用该功率放
大器来对负激励信号sin
‑
进行功率放大。请参见图9，图9为对负激励信号sin
‑
进行功率放大的功率放大器的结构图。
[0090]
请参见图10，图10为旋转变压器激励信号生成系统的整体示意图。也即，将旋转变压器所需要激励信号的频率c1、目标pwm信号的载波比n和激励信号的幅值u输入至目标逻辑芯片，就可以利用目标逻辑芯片内部所设置的算法模块生成目标pmw信号，之后，目标pmw信号经过带通滤波器的滤波就可以得到单端正弦波信号，单端正弦波信号经过差分转换电路和功率放大器的差分转换和功率放大之后，就可以得到用于对旋转变压器进行驱动的正激励信号sin 和负激励信号sin
‑
。
[0091]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0092]
以上对本发明所提供的一种旋转变压器激励信号的生成装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。