马达驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器的制作方法

1.本发明涉及控制单相马达的动作的马达驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器。


背景技术：

2.近年来，小型且能够实现大输出的马达增加。控制马达的动作的装置为了高效地驱动马达，在马达中搭载有检测转子的旋转方向上的位置的位置传感器。在专利文献1中，公开有马达组件检测转子的位置，根据转子的位置信息来调整使马达的电流换流的定时，改善马达的效率的技术。
3.现有技术文献
4.专利文献
5.专利文献1：日本特开2017
‑
55658号公报


技术实现要素：

6.然而，根据上述现有技术，马达组件使用位置传感器检测马达的转子的位置。因此，在马达组件中，为了精度良好地检测转子的位置，需要在制造时精度良好地安装位置传感器，存在制造上的成本增加这样的问题。另外，在具备马达组件以及马达的装置中，需要使具备位置传感器的马达组件和马达成为一体构造，存在产生设计上的制约这样的问题。
7.本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于无需使用位置传感器来能够效率良好地驱动单相马达的马达驱动装置。
8.为了解决上述课题，并达到目的，本发明是控制使配置有永久磁铁的转子旋转的单相马达的驱动的马达驱动装置。马达驱动装置具备：逆变器，具有多个开关元件，使用多个开关元件将直流电压变换为交流电压，将交流电压向单相马达输出；检测部，检测表示单相马达的动作状态的物理量；以及控制部，根据物理量控制从逆变器向单相马达输出的交流电压。
9.本发明的马达驱动装置起到无需使用位置传感器就能够效率良好地驱动单相马达这样的效果。
附图说明
10.图1是示出实施方式1的马达驱动装置的结构例的图。
11.图2是示出实施方式1的马达驱动装置所具备的逆变器的电路结构图的图。
12.图3是示出实施方式1的马达驱动装置的逆变器向单相马达输出的交流电压以及由单相马达感应的感应电压的例子的图。
13.图4是示出从实施方式1的马达驱动装置的逆变器输出的交流电压、单相马达的感应电压、在单相马达中流过的电流以及针对电流的3个阈值的例子的图。
14.图5是示出实施方式1的马达驱动装置的逆变器供给的直流电压和控制部的处理
器内部的递增计数的情形的图。
15.图6是示出基于实施方式1的马达驱动装置中的单相马达的转速的阈值的不同的图。
16.图7是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部使用的与单相马达的转速相应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的例子的图。
17.图8是示出从实施方式1的马达驱动装置的逆变器供给的交流电压、单相马达的感应电压、在单相马达中流过的电流以及针对电流的1个阈值的图。
18.图9是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部使用的与直流电压相应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的例子的图。
19.图10是示出对实施方式1的马达驱动装置的逆变器向单相马达输出的交流电压进行平均化后的交流电压的第1例子的图。
20.图11是示出对实施方式1的马达驱动装置的逆变器向单相马达输出的交流电压进行平均化后的交流电压的第2例子的图。
21.图12是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部的动作的第1流程图。
22.图13是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部的动作的第2流程图。
23.图14是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部的动作的第3流程图。
24.图15是示出实施方式1的马达驱动装置的控制部的动作的第4流程图。
25.图16是示出实施方式2的具备马达驱动装置的电动吸尘器的结构例的图。
26.图17是示出实施方式2的具备马达驱动装置的干手器的结构例的图。
27.符号说明
28.1：马达驱动装置；10：电源；11：逆变器；12：单相马达；12a：转子；20：电压检测部；21：电流检测部；25：控制部；30、31：模拟数字变换部；32：驱动信号生成部；33：处理器；34：存储器；51～54：开关元件；61：电动吸尘器；62：延长管；63：吸入口体；64、95：电动送风机；65：集尘室；66：操作部；67：电池组；68：传感器；90：干手器；91：外壳；92：手探测传感器；93：接水部；94：排水容器；96：罩；97：传感器；98：吸气口；99：手插入部。
具体实施方式
29.以下，根据附图，详细地说明本发明的实施方式的马达驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器。此外，本发明并不被该实施方式限定。另外，在以下的说明中，以向单相构造的马达的应用例为中心而进行说明，但并不意图将向其它用途的应用排除在外。
30.实施方式1.
31.图1是示出本发明的实施方式1的马达驱动装置1的结构例的图。马达驱动装置1连接于电源10以及单相马达12。马达驱动装置1控制单相马达12的驱动。
32.电源10将直流电压v
dc
供给到马达驱动装置1。电源10既可以是直接供给直流电压v
dc
的电池，也可以是将从插座等外部获取到的交流电压变换为直流电压v
dc
的电路。
33.单相马达12是马达驱动装置1的驱动对象的马达。单相马达12优选的是无刷马达。在无刷马达中，在转子12a中配置有沿着旋转方向即外周排列的未图示的多个永久磁铁。多个永久磁铁以使磁化方向在旋转方向上交替地反转的方式配置，形成转子12a的多个磁极。单相马达12使配置有永久磁铁的转子12a旋转。另外，在单相马达12中，在定子上卷绕有未
图示的马达绕组。马达电流是在马达绕组中流过的交流电流。此外，在本实施方式中，磁极数设为4极，但也可以是4极以外的磁极数。作为单相马达12的负载，例示具备电动送风机的电动吸尘器。此外，在单相马达12中，实际旋转的是转子12a，但为了便于说明，记载为单相马达12旋转、单相马达12的转速等。
34.说明马达驱动装置1的结构。马达驱动装置1具备逆变器11、电压检测部20、电流检测部21、控制部25、模拟数字变换部30、31以及驱动信号生成部32。控制部25具备处理器33和存储器34。
35.逆变器11连接于单相马达12，将交流电压输出到单相马达12。图2是示出实施方式1的马达驱动装置1所具备的逆变器11的电路结构图的图。逆变器11具有桥连接的开关元件51、52、53、54。逆变器11使用开关元件51～54将直流电压v
dc
变换为交流电压，将交流电压输出到单相马达12。位于高电位侧的开关元件51、53被称为上支路的开关元件。另外，位于低电位侧的开关元件52、54被称为下支路的开关元件。开关元件51与开关元件52的连接端以及开关元件53与开关元件54的连接端形成桥电路中的交流端。逆变器11是单相马达12与各交流端连接的电路结构。
36.作为开关元件51～54，使用mosfet(metal－oxide－semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。mosfet是fet的一个例子。在开关元件51～54各自中，并联地连接于漏极与源极之间的二极管被称为回流二极管。但是，在本实施方式中，将作为形成于mosfet的内部的寄生二极管的体二极管用作回流二极管。
37.开关元件51～54中的至少一个开关元件能够使用宽带隙半导体来形成。宽隙半导体例如是sic(碳化硅)、gan(氮化镓)或者金刚石。通过使用宽带隙半导体作为开关元件51～54中的至少一个开关元件，从而该开关元件的耐电压性以及容许电流密度变高，所以能够实现纳入该开关元件的半导体模块的小型化。另外，宽带隙半导体的耐热性也高，所以能够实现散热部的小型化以及散热构造的简化。
38.电流检测部21是检测表示单相马达12的动作状态的物理量的检测部。具体而言，电流检测部21检测在单相马达12中流过的电流的电流值。电流检测部21只要能够检测在单相马达12中流过的电流的电流值，则不限定配置部位。在图2中，与单相马达12串联地连接，但电流检测部21既可以与开关元件51～54串联地配置，也可以配置于逆变器11的电源线或者地线。在本实施方式中，说明电流检测部21与单相马达12串联地配置的情况。作为在电流检测部21中检测电流的方法，例如有将电阻器插入到电路上，通过检测电压值来根据欧姆法则计算电流值的方法。另外，可举出使用了变压器的检测方法、使用了霍尔效应的检测方法等，但只要能够检测电流值，则可以是任意的方法。
39.电压检测部20是检测表示单相马达12的动作状态的物理量的检测部。具体而言，电压检测部20检测电源10输出到马达驱动装置1的电压。电压检测部20只要能够检测输入到马达驱动装置1的电压，则可以配置于任意部位，另外关于检测方法也不限定。
40.此外，电流检测部21以及电压检测部20是在马达驱动装置1中检测表示单相马达12的动作状态的物理量的检测部的一个例子。马达驱动装置1也可以作为检测表示单相马达12的动作状态的物理量的检测部而具备其它检测部。
41.模拟数字变换部30将由电压检测部20检测到的电压值的模拟信号变换为数字信号。模拟数字变换部31将由电流检测部21检测到的电流值的模拟信号变换为数字信号。
42.控制部25使用从模拟数字变换部30获取到的电压值和从模拟数字变换部31获取到的电流值，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。即，控制部25根据由电流检测部21以及电压检测部20检测到的物理量，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。控制部25能够使用由电流检测部21以及电压检测部20检测到的物理量，推测在单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置。控制部25根据物理量即推测的转子12a的位置，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。在控制部25中，处理器33基于后述的针对电流值的阈值，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。在存储器34中，保持有用于决定在处理器33中使用的阈值的参数等。
43.驱动信号生成部32根据从控制部25输出的信号即在处理器33中计算出的控制运算结果，生成用于驱动逆变器11的开关元件51～54的驱动信号。
44.接着，说明马达驱动装置1的动作。图3是示出实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)以及由单相马达12感应的感应电压e
m
(θ
e
)的例子的图。在此，θ
e
是在单相马达12中表示转子12a的位置的电角度。θ
e
是随时间变化的变量。在单相马达12中，与电角度的相位相匹配地，感应电压e
m
(θ
e
)发生变化，所以显然与θ
e
的变化相匹配地，在单相马达12中流过的电流的时间变化量即电流的变化率发生变化。
45.感应电压e
m
(θ
e
)是在单相马达12中转子12a旋转时因通过线圈的磁通的变化而产生的电动势。感应电压e
m
(θ
e
)根据单相马达12的转速、配置于转子12a的永久磁铁的朝向等而电压值发生变化。感应电压e
m
(θ
e
)通常以正弦波状生成。当使用电角度速度ω
e
以及交链磁通记号φ
f
时，感应电压e
m
(θ
e
)能够如式(1)那样表示。
46.e
m
(θ
e
)＝ω
e
×
φ
f
×
sinθ
e
…
(1)
47.另外，从逆变器11输出到单相马达12的未图示的马达绕组的交流电压v
m
(θ
e
)当设为与从电源10供给到逆变器11的直流电压v
dc
同等时，根据电角度，如式(2)那样变化。
48.【式1】
[0049][0050]
在电角度速度为恒定的情况下，在图3所示的θ1、θ2下，π/2≤θ1<θ2<π，sinθ1>sinθ2以及v
m
(θ1)＝v
m
(θ2)，所以能够如式(3)那样表示。
[0051]
v
m
(θ1)－e
m
(θ1)<v
m
(θ2)－e
m
(θ2)
…
(3)
[0052]
直流电压v
dc
在被供给到马达绕组之前，因布线电阻、开关元件51～54的导通电阻等而产生电压下降，但视为微小的值，在本实施方式中不考虑。在此，单相马达12的电路方程能够如式(4)那样表示。
[0053]
【式2】
[0054][0055]
在式(4)中，r是马达绕组的电阻分量，i
m
(θ
e
)是在马达绕组中流过的电流，l是马达绕组的电感分量，di
m
(θ
e
)/dt表示在马达绕组中流过的电流i
m
(θ
e
)的变化率。在式(4)中，左边是逆变器11输出的交流电压。在式(4)中，右边的第一项是由马达绕组的电阻分量产生的电压下降量，右边的第二项是从在马达绕组的电感中流过的电流的变化产生的电压，右边
的第三项是由转子12a在单相马达12中感应的感应电压。根据式(4)所示的单相马达12的电路方程，关于在马达绕组中流过的电流的变化率，能够如式(5)那样表示。
[0056]
【式3】
[0057][0058]
为了简化，电阻分量r视为微小的值，相对于v
m
(θ
e
)－e
m
(θ
e
)，忽略ri
m
(θ
e
)。当求出单相马达12的电角度θ
e
下的大小关系时，如式(3)所示，v
m
(θ1)－e
m
(θ1)<v
m
(θ2)－e
m
(θ2)，所以能够如式(6)那样表示。
[0059]
【式4】
[0060][0061]
这样，逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)与感应电压e
m
(θ
e
)之差越大，则在单相马达12的马达绕组中流过的电流的变化率的比例越大。即，在图3中，在感应电压e
m
(θ
e
)变大的点θ1处，与逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的电位差变小。因此，在马达绕组中，供给的交流电压v
m
(θ
e
)变小，所以电流放大率即变化率变小。相对于此，在感应电压e
m
(θ
e
)变小的点θ2处，与逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的电位差变大。因此，在马达绕组中，供给的交流电压v
m
(θ
e
)变大，所以电流放大率即变化率变大。
[0062]
图4是示出从实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)、单相马达12的感应电压e
m
(θ
e
)、在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)以及针对电流i
m
(θ
e
)的3个阈值的例子的图。3个阈值是第1阈值、第2阈值以及第3阈值。在图4中，横轴表示时间。在以后的同样的图中也相同。
[0063]
第1阈值表示在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)的下限。控制部25在电流i
m
(θ
e
)小于第1阈值的情况下，设为将交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12的施加模式。具体而言，控制部25将以使逆变器11的开关元件51、54导通且使开关元件53、52成为非导通或者使逆变器11的开关元件51、54成为非导通且使开关元件53、52导通的方式使开关元件51～54进行动作的信号输出到驱动信号生成部32。驱动信号生成部32根据来自控制部25的信号生成用于驱动开关元件51～54的驱动信号，并输出。由此，马达驱动装置1能够将交流电压v
m
(θ
e
)输出到单相马达12，使电流i
m
(θ
e
)在单相马达12中流过。
[0064]
第2阈值表示在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)的上限。控制部25使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12，当在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)为第2阈值以上的情况下，设为使从逆变器11向单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)的输出停止的停止模式。具体而言，控制部25将以使逆变器11的开关元件51～54全部成为非导通，或者使开关元件51、53导通且使开关元件52、54成为非导通，或者使开关元件51、53成为非导通且使开关元件52、54成为导通的方式使开关元件51～54进行动作的信号输出到驱动信号生成部32。驱动信号生成部32根据来自控制部25的信号生成用于驱动开关元件51～54的驱动信号，并输出。由此，马达驱动装置1能够使向单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)的输出停止，使向单相马达12的电流i
m
(θ
e
)的供给停止。在单相马达12中，交流电压v
m
(θ
e
)不被供给到马达绕组，在单相马达12中流过的电流减少。
[0065]
在使开关元件51～54全部成为非导通的情况下，因马达绕组的电感分量而在马达
绕组中流过的电流想要持续流过。因此，成为如下再生模式，在该再生模式中，电流通过与下侧的开关元件52或者开关元件54并联地连接的回流二极管，通过马达绕组，从与上侧的开关元件51或者开关元件53并联地连接的回流二极管流到电源线，被回收到电源10。在再生模式过程中电流流经的开关元件的组合是开关元件51、54或者开关元件52、53。在该开关元件的组合中，控制部25使单方的开关元件从非导通成为导通，从而使电流不通过成为导通的开关元件的回流二极管，而是通过开关元件内部。其结果，能够抑制由回流二极管产生的损耗。在这样的方式中，开关元件限于mosfet等电流能够在半导体内逆流的元件。
[0066]
在使开关元件51、53成为导通，使开关元件52、54成为非导通的情况下，因马达绕组的电感分量而在马达绕组中流过的电流想要持续流过，所以成为在马达绕组和开关元件51、53中循环的回流模式。在该情况下，关于电流流到与正向相反一侧的开关元件，即使设为非导通，也通过回流二极管。能够逆流的开关元件由于不通过回流二极管，从而损耗变少，但关于无法逆流的开关元件，需要设为非导通，使电流流到回流二极管。
[0067]
在使开关元件51、53成为非导通，使开关元件52、54成为导通的情况下，因马达绕组的电感分量而在马达绕组中流过的电流想要持续流过，所以成为在马达绕组和开关元件52、54中循环的回流模式。在该情况下，关于电流流到与正向相反一侧的开关元件，即使设为非导通，也通过回流二极管。能够逆流的开关元件由于不通过回流二极管，从而损耗变少，但关于无法逆流的开关元件，需要设为非导通，使电流流到回流二极管。
[0068]
上述开关元件的动作的方法是一个例子，只要是交流电压v
m
(θ
e
)不被供给到单相马达12即马达绕组的状态，则关于开关元件的导通、非导通的方式，可以是任意的方式。
[0069]
交流电压v
m
(θ
e
)不被供给到马达绕组，所以不论是再生模式还是回流模式，在马达绕组中流过的电流都成为减少的趋势。其结果，即使超过第2阈值，电流也不会立即低于第2阈值。
[0070]
在感应电压e
m
(θ
e
)小的部位，电流i
m
(θ
e
)的放大率变大，在感应电压e
m
(θ
e
)大的部位，电流i
m
(θ
e
)的放大率变小。因此，显然，交流电压v
m
(θ
e
)被供给到单相马达12时的时间以及交流电压v
m
(θ
e
)未被供给到单相马达12时的时间因感应电压e
m
(θ
e
)的相位而可变。在将从逆变器11将交流电压v
m
(θ
e
)输出到单相马达12的定时起至使交流电压v
m
(θ
e
)的输出停止并再次输出交流电压v
m
(θ
e
)为止的时间设为一个周期的情况下，因感应电压e
m
(θ
e
)的相位而该一个周期的间隔发生变化。因此，从逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的一个周期即开关频率变得不均匀。在一般的逆变器驱动中，根据恒定的开关频率来输出pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调制)波形，所以开关频带的噪声的波峰变大。然而，在本实施方式中，从逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)不是固定的开关频率，所以逆变器11的开关元件51～54的开关所致的噪声的影响被扩散到宽频域。
[0071]
控制部25为了使逆变器11的输出电压即交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转，需要检测感应电压e
m
(θ
e
)的过零。当感应电压e
m
(θ
e
)接近过零时，感应电压e
m
(θ
e
)的值变小，所以电流i
m
(θ
e
)的放大率变大。在控制部25按照控制周期tc进行电流i
m
(θ
e
)与阈值的比较的情况下，在感应电压e
m
(θ
e
)的过零附近，在控制周期tc的期间，电流i
m
(θ
e
)超过第2阈值而达到第3阈值。此时，控制部25判定为感应电压e
m
(θ
e
)是过零附近，使逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。
[0072]
为了提高电流i
m
(θ
e
)与阈值的比较的响应性，需要控制周期tc为高速。在控制周期
tc为高速的情况下，控制部25在电流i
m
(θ
e
)达到第3阈值之前，在第2阈值的阶段使逆变器11的输出停止，无法探测感应电压e
m
(θ
e
)的过零。因此，控制部25通过从控制周期tc间隔剔除在接近感应电压e
m
(θ
e
)的过零时进行电流i
m
(θ
e
)与阈值的比较的周期，从而能够确保电流i
m
(θ
e
)达到第3阈值的时间。此外，因控制对象的单相马达12的常数而合适的间隔剔除的周期不同，所以需要预先通过试验来调查合适的周期。关于合适的周期的调查，例如，由具备马达驱动装置1以及单相马达12的设备的设计者等进行。
[0073]
控制部25在电流i
m
(θ
e
)的电流值是负的值的情况下，计算电流值的绝对值。由此，控制部25与电流i
m
(θ
e
)的电流值是正的值的情况同样地，能够进行与第1阈值、第2阈值以及第3阈值的比较。这样，控制部25每隔控制周期tc在电流i
m
(θ
e
)的电流值的绝对值小于第1阈值的情况下使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12。另外，控制部25每隔控制周期tc在电流i
m
(θ
e
)的电流值的绝对值为第2阈值以上且小于第3阈值的情况下使从逆变器11向单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)的输出停止。另外，控制部25每隔控制周期tc，在电流i
m
(θ
e
)的电流值的绝对值为第3阈值以上的情况下，使逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。
[0074]
此外，在刚使极性反转之后，感应电压e
m
(θ
e
)是过零附近，电流i
m
(θ
e
)的放大率依然高。因此，在控制部25中，当通过极性的反转将交流电压v
m
(θ
e
)输出到单相马达12时，有可能会立即判定为达到第3阈值。因而，控制部25在极性刚反转之后即使达到第3阈值，也不使极性反转，与超过第2阈值时同样地，使逆变器11的输出转移到再生模式或者回流模式。即，控制部25在从使交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转起的规定的期间，不进行使用第3阈值的判定。
[0075]
关于表示电流i
m
(θ
e
)的时间变换的式(5)的右边，感应电压e
m
(θ
e
)＝ω
e
×
φ
f
×
sinθ
e
，是交流电压v
m
(θ
e
)，所以能够确认电流i
m
(θ
e
)的变化率因电角度速度ω
e
以及供给到单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)而变动。因而，需要使针对电流i
m
(θ
e
)的第1阈值、第2阈值以及第3阈值也同样地根据电角度速度ω
e
以及供给到马达绕组的交流电压v
m
(θ
e
)而变动。
[0076]
图5是示出实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11供给的直流电压v
dc
和控制部25的处理器33内部的递增计数的情形的图。处理器33按照等间隔ts进行递增计数。处理器33在逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)反转即换流的定时使递增计数复位。处理器33将复位时的计数值保持为n，计算与ts之积，从而获得直至换流为止的时间。处理器33例如在具有4极转子的转子12a的单相马达12的情况下，进行4次换流来使单相马达12旋转一周。因此，处理器33通过计算60/(ts
×
n
×
4)，能够获取1分钟的转速rpm。
[0077]
控制部25能够根据计算出的转速，变更第1阈值、第2阈值以及第3阈值。图6是示出基于实施方式1的马达驱动装置1中的单相马达12的转速的阈值的不同的图。如图6所示，当单相马达12的转速发生变化时，转速所引起的感应电压e
m
(θ
e
)发生变化，所以在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)也发生变化。当将第1阈值、第2阈值以及第3阈值设为固定值时，在控制部25中，电流i
m
(θ
e
)的值达不到第3阈值，所以难以进行感应电压e
m
(θ
e
)的过零附近的探测。因而，预先调查能够以各转速探测感应电压e
m
(θ
e
)的过零的第1阈值、第2阈值、第3阈值。控制部25如图6所示，在转速变大的情况下，与转速小时相比，使第1阈值、第2阈值以及第3阈值变小，且使第1阈值、第2阈值以及第3阈值的间隔变小。
[0078]
图7是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25使用的与单相马达12的转速相应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的例子的图。图7所示的图表示出了基于单相马达12的
转速的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的不同。在图7中，(a)的范围意味着单相马达12的启动时。根据马达而启动时所需的电流值不同。例如，如果是齿槽转矩变大的构造的马达，则为了在启动时从齿槽转矩脱离而需要大的电流，所以阈值被设定得高。图6所示的例子示出了图7的(a)的范围。
[0079]
根据感应电压e
m
(θ
e
)的式(1)可知，随着转速上升，电角度速度ω
e
变大，所以感应电压e
m
(θ
e
)上升。当感应电压e
m
(θ
e
)上升时，根据式(5)，显然电流放大率即变化率变小。其结果，如图8所示，当电流i
m
(θ
e
)不增长而保持小的值地感应电压e
m
(θ
e
)接近过零附近时，电流i
m
(θ
e
)急剧增长，产生尖峰。图8是示出从实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11供给的交流电压v
m
(θ
e
)、单相马达12的感应电压e
m
(θ
e
)、在单相马达12中流过的电流i
m
(θ
e
)以及针对电流i
m
(θ
e
)的1个阈值的图。前述尖峰包含许多高次谐波。这样，在招致阈值或者功率因数的下降的图7的(b)的范围，随着感应电压e
m
(θ
e
)上升，在电流i
m
(θ
e
)达到第3阈值之前的增长中途，极性会反转。因此，需要与转速的上升相匹配地降低第3阈值。
[0080]
控制部25当单相马达12的转速达到某个转速时，使第3阈值与第2阈值一致。控制部25当第3阈值低于第2阈值时，每当电流i
m
(θ
e
)达到第3阈值时，使逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。如图8所示，控制部25无需在各极性下多次使逆变器11的开关元件51～54进行开关。在控制部25中，在图7的(c)的范围即单相马达12是高旋转时，不需要第1阈值以及第2阈值。其结果，马达驱动装置1能够抑制逆变器11的开关元件51～54所致的开关损耗，实现高效的马达驱动。
[0081]
这样，控制部25根据单相马达12的转速，使第1阈值、第2阈值以及第3阈值的大小变化。控制部25预先通过实测来计算并保持关于如图7所示的与转速对应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的表格。关于表格，例如也可以由具备马达驱动装置1以及单相马达12的设备的设计者等制作。或者，控制部25也可以将决定与转速对应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的公式导出，使一次式的系数与单相马达12的旋转状况相匹配地学习以及最佳化。
[0082]
此外，控制部25不仅可以进行基于转速变更第1阈值、第2阈值以及第3阈值的控制，而且还可以进行基于供给到逆变器11的来自电源10的直流电压v
dc
来变更第1阈值、第2阈值以及第3阈值的控制。例如，在对逆变器11供给直流电压v
dc
的电源10是电池的情况下，随着时间经过而直流电压v
dc
变小。当直流电压v
dc
变小时，电流i
m
(θ
e
)的变化量也变小。在该情况下，当将第1阈值、第2阈值以及第3阈值设为固定值时，电流i
m
(θ
e
)达不到第3阈值，在控制部25中难以进行感应电压e
m
(θ
e
)的过零附近的检测。因此，控制部25预先调查能够在从电池的下限电压至满充电电压为止的电源电压值下检测感应电压e
m
(θ
e
)的过零的第1阈值、第2阈值以及第3阈值，作为表格而保持于存储器34。图9是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25使用的与直流电压v
dc
相应的第1阈值、第2阈值以及第3阈值的例子的图。此外，在控制部25中，处理器33也可以与电源10的直流电压v
dc
相匹配地通过运算来计算合适的第1阈值、第2阈值、第3阈值来使各阈值变化。关于表格，例如也可以由具备马达驱动装置1以及单相马达12的设备的设计者等制作。
[0083]
当在某个转速下电源10的直流电压v
dc
低于一定的电压时，第3阈值与第2阈值一致。电源10的直流电压v
dc
变小，从而逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)与单相马达12的感应电压e
m
(θ
e
)之差变小。控制部25与图7所示的转速的变化的情况同样地，当第3阈值低于第2阈值时，每当电流i
m
(θ
e
)达到第3阈值时，使逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。如
图8所示，控制部25无需在各极性下多次使逆变器11的开关元件51～54进行开关。在控制部25中，在图9的(d)的范围即直流电压v
dc
小时，不需要第1阈值以及第2阈值。另一方面，在控制部25中，在图9的(e)的范围即直流电压v
dc
大时，需要与直流电压v
dc
的上升相匹配地提高第3阈值，第3阈值成为第2阈值以上，所以需要第1阈值以及第2阈值。这样，控制部25根据直流电压v
dc
的大小，使第1阈值、第2阈值以及第3阈值的大小变化。
[0084]
根据单相马达12的转速或者供给到逆变器11的电源10的直流电压v
dc
来变更阈值的方法是一个例子，控制部25也可以根据马达的种类、逆变器11的特性使这些阈值变化。
[0085]
控制部25如前述那样，根据表示单相马达12的动作状态的物理量和阈值使模式变化，使交流电压v
m
(θ
e
)变化。在此，来自逆变器11的交流电压v
m
(θ
e
)的输出波形是矩形波的形状，在各极性下对交流电压v
m
(θ
e
)进行平均化后的波形是梯形波状。
[0086]
图10是示出对实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)进行平均化后的交流电压v
mfil
(θ
e
)的第1例子的图。控制部25当电流i
m
(θ
e
)为第4阈值以上时，使逆变器11对单相马达12输出交流电压v
m
(θ
e
)的时间宽度阶段性地变小。即，时间宽度t1>时间宽度t2>时间宽度t3>时间宽度t4。控制部25以使利用时间以及电压表示对从逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)进行滤波处理而变钝的滤波处理后的交流电压v
mfil
(θ
e
)的形状成为梯形波的方式进行控制。当感应电压e
m
(θ
e
)接近过零时，电流i
m
(θ
e
)的延伸变大，即电流i
m
(θ
e
)的变化率di/dt的绝对值变大。此外，在图10以及后述图11中，di/dt与前述di
m
(θ
e
)/dt相同。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的变化率di/dt的绝对值为第5阈值以上的情况下，即在图10所示的时间宽度t4的附近，使逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。
[0087]
这样，控制部25在电流i
m
(θ
e
)的电流值的绝对值为第4阈值以上的情况下，交替地进行在第1期间使从逆变器11向单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)停止的第1处理以及在第2期间从逆变器11向单相马达12输出交流电压v
m
(θ
e
)的第2处理。控制部25交替地进行第1处理以及第2处理，并使第2期间的长度阶段性地变短，在第2期间中的电流i
m
(θ
e
)的变化率di/dt的绝对值为第5阈值以上的情况下，使逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。控制部25与用3个阈值进行控制的方式不同地，通过使逆变器11对单相马达12输出交流电压v
m
(θ
e
)的时间宽度阶段性地一点一点地变小，即改变pwm波形的duty比，从而也能够以使交流电压v
mfil
(θ
e
)成为梯形波的形状的方式进行控制。
[0088]
另外，在高速旋转时或者电源10的直流电压v
dc
下降时也同样地，交流电压v
m
(θ
e
)的输出波形是矩形波的形状，在各极性下对交流电压v
m
(θ
e
)进行平均化后的交流电压v
mfil
(θ
e
)的波形成为梯形波状。图11是示出对实施方式1的马达驱动装置1的逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)进行平均化后的交流电压v
mfil
(θ
e
)的第2例子的图。在该情况下，控制部25也在电流i
m
(θ
e
)的变化率di/dt的绝对值为第5阈值以上的情况下，使逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转。
[0089]
马达驱动装置1在交流电压v
m
(θ
e
)是梯形波或者矩形波的情况下，基于逆变器11的开关元件51～54的开关次数减少，所以开关损耗被降低，能够高效地驱动单相马达12。
[0090]
在逆变器11中，在以梯形波状输出交流电压v
mfil
(θ
e
)的情况下，在感应电压e
m
(θ
e
)的过零附近产生开关元件51～54的开关。在过零附近，i
m
(θ
e
)的放大率高，所以容易产生电流失真。逆变器11通过在该过零附近使开关元件51～54进行开关，从而抑制电流i
m
(θ
e
)的急
剧的增加，使电流失真减少。电流失真对单相马达12的旋转附加振动，所以在使风扇等叶片的负载旋转的马达驱动控制中发挥效果。在将这样的单相马达12搭载于吸尘器、干燥器等装置的情况下，在装置中能够使噪音降低。
[0091]
发挥这些效果的交流电压v
mfil
(θ
e
)的梯形波的形状可以是左右对称的，即使左右非对称，也能够得到同等的效果。在此，交流电压v
mfil
(θ
e
)的实际的形状是在图10的下图中用虚线表示的形状。此时，将在滤波处理中使用的滤波的时间常数τ设为比交流电压v
m
(θ
e
)的1/4周期短的时间常数。时间常数τ是从切换交流电压v
m
(θ
e
)的极性起至交流电压v
mfil
(θ
e
)成为交流电压v
m
(θ
e
)的63％的电压为止的时间。在交流电压v
m
(θ
e
)的1/4周期时，从滤波器输出的交流电压v
mfil
(θ
e
)饱和的状态是理想的。同样地，在交流电压v
m
(θ
e
)的3/4周期时，从滤波器输出的交流电压v
mfil
(θ
e
)饱和的状态是理想的。
[0092]
因此，时间常数τ例如最好设计为交流电压v
m
(θ
e
)的1/4周期的1/5倍以下。即，使得满足“5
×
τ<交流电压v
m
(θ
e
)的1/4周期”的条件。在图10的下图中，滤波处理后的交流电压v
mfil
(θ
e
)饱和的期间是用图10的点b以及点c表示的线段bc的期间。从点b向在比点b靠前的时间下交流电压v
m
(θ
e
)的极性被切换的点a划直线，将该直线作为线段ab。另外，从点c向在比点c靠前的时间下交流电压v
m
(θ
e
)的极性被切换的点d划直线，将该线段作为线段cd。在交流电压v
m
(θ
e
)中极性被切换的期间是将点a、d进行连结的线段ad的期间。这样，在交流电压v
mfil
(θ
e
)中，梯形波的形状是以线段bc为上底、以线段ad为下底、进而施加有线段ab、cd的用4个线段表示的形状。在交流电压v
m
(θ
e
)是负的极性的情况下，即用点d、e、f、g表示的梯形波也相同。即，控制部25以使从实际的交流电压v
mfil
(θ
e
)的形状得到的用4个线段形成的形状成为梯形波的方式进行控制。也可以说控制部25以在交流电压v
m
(θ
e
)的1/4周期以及3/4周期的定时使滤波处理后即从滤波器输出的交流电压v
mfil
(θ
e
)饱和的方式进行控制。
[0093]
当对矩形波的信号进行傅里叶展开时，如式(7)那样表示。
[0094]
【式5】
[0095][0096]
基波sinx被乘以4/π，所以当以矩形波状输出交流电压v
m
(θ
e
)时，单相马达12的电压利用率增加。在相同的输出的情况下，与电压的利用率增加的量相应地增加单相马达12的线圈的缠绕，从而能够减少电流，能够使单相马达12中的铜损、逆变器基板中的半导体的热损耗等下降。特别是，在电源电压低到48v以下的电池组、电池等中效果高。
[0097]
在表示马达的电路方程式的式(4)中，如果马达绕组的电阻分量以及电感分量已知，则通过使用电流检测部21来容易地求出右边的第一项。第二项通过如式(8)所示根据直至电流从第1阈值放大并达到第2阈值为止所需的时间time来计算电流的放大率而求出。
[0098]
【式6】
[0099][0100]
由此，在式(4)所示的电路方程式中，感应电压e
m
(θ
e
)以外的值全部被求出，所以能够通过使用这些值来进行感应电压e
m
(θ
e
)的计算。
[0101]
除了前述方式以外，还有根据交链磁通以及转速来计算感应电压e
m
(θ
e
)的方法、另
行准备感应电压e
m
(θ
e
)检测用的电路的方法等各种方法。在任意的方式中都能够进行感应电压e
m
(θ
e
)的计算或者探测，无需限制于特定的方法。
[0102]
关于在单相马达12的电路方程式中使用的马达绕组的电阻、电感等参数，有预先保持作为设计值的参数的方法、在单相马达12的启动时使用参数鉴定而求出的方法等。
[0103]
控制部25通过与计算出的感应电压e
m
(θ
e
)的过零这样的规定的阈值相匹配地使逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转，也能够控制单相马达12。由电流检测部21以及电压检测部20检测到的物理量在单相马达12中表示转子12a的旋转方向上的位置。控制部25能够使用基于物理量的由单相马达12产生的感应电压e
m
(θ
e
)，推测在单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置。控制部25根据感应电压e
m
(θ
e
)即推测的转子12a的位置，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。此外，控制部25如果有由电流检测部21以及电压检测部20检测到的物理量，则能够控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压，所以既可以根据物理量实际地推测在单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置，也可以不进行推测。
[0104]
控制部25可以使用这样计算感应电压e
m
(θ
e
)而进行控制的方式、前述的比较电流值和多个阈值而进行控制的方式中的任意方式。控制部25通过同时使用两方来能够提高控制的精度，另外，通过根据各方式擅长的转速范围或者条件来变更所使用的方式也能够提高控制的精度。即，控制部25能够使用基于物理量的由单相马达12产生的感应电压e
m
(θ
e
)，推测在单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置。控制部25利用使用了电流值和阈值的控制以及使用了感应电压e
m
(θ
e
)的控制中的至少一个控制，控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压。
[0105]
通过搭载本实施方式中的马达驱动装置1，实现不使用位置传感器的马达驱动装置。其结果，能够实现单相马达12主体与基板的分离，能够将基板配置于不受到马达驱动装置1的热的影响的位置。另外，不仅增加构造的自由度，还能够进行水周边的产品的使用。例如，通过将马达驱动装置1搭载于电动吸尘器，不仅能够吸入垃圾，还能够吸入水分。
[0106]
另外，在单相马达12的制造工序中，也没有位置传感器的安装工序，所以能够抑制制造成本，能够在马达控制上忽略位置传感器安装所致的偏差的影响等。
[0107]
使用流程图，说明本实施方式的控制部25的动作。图12是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25的动作的第1流程图。图12所示的流程图示出控制部25的图4所示的动作。控制部25判定由电流检测部21检测到的作为物理量的电流i
m
(θ
e
)的绝对值是否为第1阈值以上(步骤s1)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值小于第1阈值的情况下(步骤s1：否)，使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12(步骤s2)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值为第1阈值以上的情况下(步骤s1：是)，判定电流i
m
(θ
e
)是否为第2阈值以上(步骤s3)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值小于第2阈值的情况下(步骤s3：否)，维持前次判定时的控制状态(步骤s4)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值为第2阈值以上的情况下(步骤s3：是)，判定电流i
m
(θ
e
)是否为第3阈值以上(步骤s5)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值小于第3阈值的情况下(步骤s5：否)，使从逆变器11向单相马达12的交流电压v
m
(θ
e
)的输出停止(步骤s6)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值为第3阈值以上的情况下(步骤s5：是)，使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转(步骤s7)。控制部25按照控制周期tc反复实施图12所示的流程图的动作。
[0108]
图13是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25的动作的第2流程图。图13所
示的流程图示出控制部25的图8所示的动作。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值小于第3阈值的情况下(步骤s5：否)，使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12(步骤s2)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值为第3阈值以上的情况下(步骤s5：是)，使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转(步骤s7)。控制部25按照控制周期tc反复实施图13所示的流程图的动作。
[0109]
图14是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25的动作的第3流程图。图14所示的流程图示出控制部25的图10所示的动作。控制部25判定由电流检测部21检测到的作为物理量的电流i
m
(θ
e
)的绝对值是否为第4阈值以上(步骤s11)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值小于第4阈值的情况下(步骤s11：否)，使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12(步骤s12)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的绝对值为第4阈值以上的情况下(步骤s11：是)，通过pwm控制方式阶段性地减小时间宽度来使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12(步骤s13)。控制部25判定电流i
m
(θ
e
)的变化率的绝对值是否为第5阈值以上(步骤s14)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的变化率的绝对值小于第5阈值的情况下(步骤s14：否)，继续进行步骤s13的动作。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的变化率的绝对值为第5阈值以上的情况下(步骤s14：是)，使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转(步骤s15)。控制部25每当使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转时，实施图14所示的流程图的动作。
[0110]
图15是示出实施方式1的马达驱动装置1的控制部25的动作的第4流程图。图15所示的流程图示出控制部25的图11所示的动作。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的变化率的绝对值小于第5阈值的情况下(步骤s14：否)，使交流电压v
m
(θ
e
)从逆变器11输出到单相马达12(步骤s12)。控制部25在电流i
m
(θ
e
)的变化率的绝对值为第5阈值以上的情况下(步骤s14：是)，使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转(步骤s15)。控制部25每当使从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)的极性反转时，实施图15所示的流程图的动作。
[0111]
关于本实施方式所示的运算、逆变器11输出的交流电压v
m
(θ
e
)的控制、图5所示的转速计算，能够由图1所示的处理器33实现。处理器33是进行各种运算的处理部。存储器34保存由处理器33读取的程序、针对转速的第1阈值、第2阈值、第3阈值等。存储器34被用作处理器33进行运算处理时的作业区域。此外，处理器33也可以被称为cpu(central processing unit，中央处理单元)、微型处理器、微型计算机或者dsp(digital signal processor，数字信号处理器)等。另外，存储器34一般是ram(random access memory，随机存取存储器)、闪存存储器、eprom(erasable programmable rom，可擦可编程只读存储器)、eeprom(注册商标)(electrically eprom，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。
[0112]
如以上说明，根据本实施方式，在马达驱动装置1中，控制部25根据表示单相马达12的动作状态的物理量来控制从逆变器11向单相马达12输出的交流电压v
m
(θ
e
)。由此，控制部25无需使用位置传感器就能够效率良好地驱动单相马达12。另外，相对以往的带位置传感器的单相马达，能够抑制制造成本，构造的自由度增加，从而能够扩大单相马达的用途。
[0113]
实施方式2.
[0114]
在实施方式2中，说明将在实施方式1中说明的马达驱动装置1具体地应用于电气
设备的情况。
[0115]
图16是示出实施方式2的具备马达驱动装置1的电动吸尘器61的结构例的图。电动吸尘器61具备作为直流电源的电池组67、具备马达驱动装置1且由未图示的单相马达12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62以及操作部66。电池组67相当于图1所示的电源10。使用电动吸尘器61的用户持着操作部66，对电动吸尘器61进行操作。电动吸尘器61的马达驱动装置1将电池组67作为电源来驱动电动送风机64。通过驱动电动送风机64，从吸入口体63进行垃圾的吸入，所吸入的垃圾经由延长管62收集到集尘室65。
[0116]
图17是示出实施方式2的具备马达驱动装置1的干手器90的结构例的图。干手器90具备外壳91、手探测传感器92、接水部93、排水容器94、具备马达驱动装置1且由未图示的单相马达12驱动的电动送风机95、罩96、传感器97以及吸气口98。在此，传感器97是陀螺仪传感器以及人感传感器中的任意传感器。在干手器90中，手被插入到处于接水部93的上部的手插入部99，从而通过由电动送风机95送出的风使水吹跑，被吹跑的水由接水部93收集之后，积存到排水容器94。
[0117]
这样，马达驱动装置1能够应用于图16所示的电动吸尘器16、图17所示的干手器90等，但是一个例子，设想普遍应用于搭载有马达的电气设备。搭载有马达的电气设备例如是焚烧炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷机器、清洁机器、糖果机器、制茶机器、木工机器、塑料挤出机、纸箱机器、包装机器、热风产生机、物体输送、吸尘用、普通送排风或者oa(office automation，办公自动化)设备那样的具备电动送风机的设备。
[0118]
以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。