逆变器控制装置以及方法与流程

1.本发明涉及逆变器控制装置以及方法。


背景技术：

2.在交流电动机系统中，随着微处理器和各种传感器等的发展，数字逆变器变得逐渐普及。此时，在控制电动机的瞬时转矩的情况下，主要采用磁通量基准控制，即所谓的矢量控制，可以说矢量控制的性能取决于数字逆变器的电流控制性能。
3.另一方面，在数字逆变器中，采样频率会因控制器的运算时间和功率器件的发热等问题而受限。因此，在逆变器的采样频率不足够大于电动机的旋转频率的情况下，存在电流控制性能下降或变得不稳定的问题，这种问题在大容量系统或使用永磁电动机的超高速运转系统中尤为明显。
4.即，在采样周期不足够小的电动机控制系统中，对于系统的建模准确性下降，因此存在逆变器系统对指令的跟随性降低，稳定的运转范围受限的问题。


技术实现要素：

5.发明要解决的问题
6.本发明要解决的课题是，提供一种提高电动机控制系统的建模准确性，确保逆变器的指令跟随性能和稳定性的逆变器控制装置以及方法。
7.用于解决问题的手段
8.为了解决如上所述的课题，本发明一实施例的逆变器控制方法可以包括：在连续时间区域确定对于静止坐标系上的电动机的第一电压式的步骤；通过在所述第一电压式反映零阶保持和时间延迟来确定第二电压式的步骤；通过使所述第二电压式离散化来确定第三电压式的步骤；通过反映所述电动机的转子位置和速度，在离散时间区域确定同步坐标系上的第四电压式的步骤；根据离散时间区域的电流控制响应特性传递函数，确定离散时间区域的同步坐标系上的电流控制闭环传递函数的步骤；以及利用所述电流控制闭环传递函数来确定要提供给逆变器的电流控制传递函数的步骤。
9.在本发明的一实施例中，所述第一电压式可以通过下面的数学式来确定。
[0010][0011]
此时，g
p
(s)可以是静止坐标系电压式，可以是静止坐标系输入电压，可以是静止坐标系输出电流，r
s
可以是电动机定子电阻，l
s
是电动机定子电感。
[0012]
在本发明的一实施例中，所述第二电压式可以通过下面的数学式来确定。
[0013][0014]
此时，g
zoh
(s)可以是反映了零阶保持的传递函数，g
d
(s)可以是反映了时间延迟的
传递函数，t
samp
可以是采样周期。
[0015]
在本发明的一实施例中，所述第三电压式可以通过下面的数学式来确定。
[0016][0017]
此时，ω
e
可以是电动机转子速度。
[0018]
在本发明的一实施例中，所述第四电压式可以通过下面的数学式来确定。
[0019][0020]
在本发明的一实施例中，所述离散时间区域的电流控制响应特性可以设计为低通滤波，所述电流控制响应特性可以通过下面的数学式来确定。
[0021][0022]
此时，k可以表示针对电流指令的实际电流的动态特性。
[0023]
在本发明的一实施例中，所述电流控制传递函数可以通过下面的数学式来确定。
[0024][0025]
另外，为了如上所述的课题，确定作为离散时间区域的控制信号的电流控制传递函数，以接通/关断输出逆变器的交流电压的复数个开关器件的本发明一实施例的逆变器控制方法，可以包括：在连续时间区域，使反映了零阶保持和时间延迟的对于静止坐标系上的电动机的电压式离散化的步骤；以及通过反映所述电动机的转子位置和速度，在离散时间区域确定对于同步坐标系上的电动机的电压式的步骤。
[0026]
发明效果
[0027]
根据如上所述的本发明，在系统建模时在离散时间区域执行从静止坐标系向同步坐标系的坐标转换，由此具有能够在系统建模中反映采样效果，并且能够提高电流指令跟随性和稳定性的效果。
附图说明
[0028]
图1是表示用于说明数字逆变器的信号处理的普通逆变器控制系统的构成图。
[0029]
图2是表示基于图1对连续时间输入信号以0.1秒为单位采样的连续时间输出信号的示例。
[0030]
图3是将图1简化为连续时间区域的系统的构成图。
[0031]
图4是用于说明数字逆变器的电流控制回路的一示例图。
[0032]
图5是表示反映了现有的零阶保持和时间延迟的数字逆变器的概念图。
[0033]
图6是用于说明包括电动机的数字逆变器的控制闭环电路的一示例图。
[0034]
图7是从控制部的控制算法观点将图6简化的一示例图。
[0035]
图8是用于说明现有的逆变器控制方法的流程图。
[0036]
图9是应用了本发明一实施例的逆变器控制装置的逆变器系统的构成图。
[0037]
图10是在离散时间区域中对图9的控制部和电动机建模并简略示出的一示例图。
[0038]
图11是表示本发明一实施例的逆变器控制装置的详细构成图。
[0039]
图12是用于说明本发明一实施例的逆变器控制方法的流程图。
[0040]
图13是表示基于现有的控制方法的指令电流和输出电流的关系的示例图。
[0041]
图14是表示基于本发明一实施例的控制方法的指令电流和输出电流的关系的一示例图。
具体实施方式
[0042]
为了充分理解本发明的结构和效果，将参考附图描述本发明的优选实施例。然而，本发明不限于下面描述的实施例，而是可以以各种形式实施，并且可以进行各种改变。然而，本实施例的描述旨在提供本发明的完整公开，并且向本发明所属领域的普通技术人员充分公开本发明的范围。在附图中，为了便于说明，构成要素的尺寸被放大，并且构成要素的比例可以被夸大或减小。
[0043]
术语“第一”，“第二”等可以用于描述各种构成要素，但是这些构成要素不应受限于上述术语。上述术语仅可用于区分一个构成要素与另一个构成要素。例如，在不脱离本发明的范围的情况下，“第一构成要素”可以被命名为“第二构成要素”，并且类似地，“第二构成要素”也可以被命名为“第一构成要素”。此外，除非上下文另有明确规定，否则单数的表达包括复数的表示。除非另外定义，否则本发明的实施例中使用的术语可以被解释为本领域技术人员公知的含义。
[0044]
下面，参照图1至图8对现有的数字逆变器的控制进行说明，参照图9至图14对本发明一实施例的逆变器控制方法进行说明。
[0045]
图1是表示用于说明数字逆变器的信号处理的普通逆变器控制系统的构成图。
[0046]
在普通逆变器控制系统100中，离散时间转换部110通过采样保持(smaple
‑
and
‑
hold)方式将在电动机产生的电压、电流以及电动机的转速等连续时间输入信号转换为离散时间信号。采样保持方式是记忆某一信号并将其保持到下一个需要记忆的信号来到为止的方式，是将连续时间信号转换为离散时间信号的普遍方式。
[0047]
数字转换部(analog
‑
to
‑
digital converter，adc)120对离散时间信号进行量化以实现运算处理。如上所述的被量化的信号经过控制部130的各种运算过程以另一量化的信号输出，最终通过模拟转换部(digital
‑
to
‑
analog converter，dac)140而转换为连续时间输出信号并输出。该输出信号输入到电动机并发挥控制控制变量的作用。
[0048]
图2是表示基于图1对连续时间输入信号以0.1秒为单位采样的连续时间输出信号的示例。
[0049]
如果从输入和输出的观点来看如上所述的逆变器的信号处理过程，则是将连续时间和离散时间区域混合的复合系统。因此，难以定义逆变器的输入信号和输出信号之间的关系。但是，假设离散时间的单位，即，系统的采样周期足够快，则可以将针对离散时间区域的动作视为连续时间区域，因此，可以将图1的信号处理过程简化为如图3的连续时间区域。图3是将图1简化成连续时间区域的系统的构成图，可以视为连续时间区域的逆变器控制部300。
[0050]
但是，在采样周期不足够快的高速电流控制系统的情况下，不能将数字逆变器的
离散时间动作视为如图3的连续时间区域的逆变器控制部300，因此不能将逆变器的输入和输出关系建模为图3的形态。
[0051]
因此，需要包括离散时间动作来导出输入和输出的关系，而在连续时间区域中以数学的方式对离散化现象建模的方法之一为零阶保持(zero
‑
order
‑
hold，zoh)。
[0052]
在采样周期为t
samp
时，如果在连续时间频率区域表示零阶保持的传递函数，则如下面的数学式1。
[0053]
数学式1
[0054][0055]
此时，s作为对应于拉普拉斯变换的算子，用于将包括微分的时间函数转换为频率区域，并对连续时间区域进行动作。
[0056]
另一方面，在数字逆变器的电流控制回路中，在每一个采样周期测量并更新电流信息。图4是用于说明数字逆变器的电流控制回路的一示例图。
[0057]
每一个采样周期测量并更新的电流，在采样周期t
samp
期间，在逆变器的控制部执行电流控制所需的运算。并且在下一个采样周期来到之前结束表示逆变器的输出的针对脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)开关的控制部的运算，并在下一个周期期间输出。
[0058]
因此，从运算针对测量到的输入电流的输出的观点来看，产生对应于采样周期的时间延迟(delay)。与zoh同样地，在采样周期足够快的情况下可以忽略这种时间延迟效果，但是在高速电流控制系统中不能忽视其影响。
[0059]
因此，需要反映针对t
samp
的时间延迟效果，如果利用拉普拉斯变换而在连续时间频率区域表示对其的传递函数，则如下面的数学式2。
[0060]
数学式2
[0061][0062]
如数学式1和数学式2，数字逆变器具有零阶保持(zoh)和时间延迟的特性，可以考虑这种特性而在连续时间频率区域表示针对图1的数字逆变器的输入信号和输出信号的关系式。
[0063]
如果将针对要在数字逆变器实现的控制部的控制算法的传递函数通过拉普拉斯变换定义为g
c
(s)，则针对包括数字逆变器的离散时间动作的输入和输出的整体信号处理如图5所示。
[0064]
图5是表示反映了现有的零阶保持和时间延迟的数字逆变器的概念图。
[0065]
因此，最终针对数字逆变器的输入和输出的关系式综合成连续时间区域而可以如数学式3表示，在设计控制部510的控制算法g
c
(s)时，需要以数学式3的形态反映数字逆变器500的零阶保持反映部520和时间延迟反映部530的零阶保持以及时间延迟而进行设计。
[0066]
数学式3
[0067][0068]
图6是用于说明包括电动机的数字逆变器的控制闭环电路的一示例图，可以确认
到，在设计控制部510的控制算法时需要考虑的项目除了零阶保持部520和时间延迟部530之外还需要考虑针对电动机600的建模。
[0069]
因此，可以说即便是相同的电动机，对其的建模的准确性也会左右逆变器控制部的性能。
[0070]
图7是从控制部的控制算法观点将图6简化的一示例图。
[0071]
即，从控制部510的控制算法观点来看，可以表示在电动机600的电动机建模部610中考虑了零阶保持(zoh)和时间延迟的事项而修改为一个块620的控制闭环框图。
[0072]
通常，对三相交流电动机600，以基于坐标转换的d轴信号、q轴信号形态进行建模。交流电动机600以各种各样的形态存在，以其中的表面附着型永磁电动机为例进行说明。
[0073]
如果以连续时间静止坐标系的电动机的电压式表示电动机的输出电压式，则如下面的数学式4。
[0074]
数学式4
[0075][0076]
在上面的数学式4中，
[0077]
是静止坐标系d轴输入电压，是静止坐标系q轴输入电压，是静止坐标系d轴输出电流，是静止坐标系q轴输出电流。另外，r
s
是电动机定子电阻、l
s
是电动机定子电感、λ
pm
是永磁体磁链、θ
r
表示电动机的永磁体的位置。
[0078]
或者，也可以通过进行如数学式5表示的与电动机的位置同步的坐标转换而获得数学式6形态的同步坐标系电压式。
[0079]
数学式5
[0080][0081]
数学式6
[0082][0083]
此时是同步坐标系q轴输入电压、是同步坐标系q轴输入电压、是同步坐标系d轴输出电流，是同步坐标系q轴输出电流。另外，θ
e
是电动机转子位置，ω
e
表示电动机转子速度。
[0084]
即，对于同一电动机可以以各种各样的形态表示。
[0085]
如果通过对数学式4和数学式6的电压式进行拉普拉斯变换而获得关于电动机电压输入的输出电流的关系式，则可以表示为数学式7和数学式8的传递函数。
[0086]
数学式7
[0087]
[0088]
数学式8
[0089][0090]
基于如数学式7或数学式8的对电动机610的建模，通过图6的闭环电路分析来设计控制部510的控制算法g
c
(s)。在图6中，g
p
(s)表示数学式7和数学式8的或
[0091]
因此，如果利用数学式7和数学式8，则可以确定修正为将图7的零阶保持和时间延迟效果与电动机建模结合的一个块610的控制闭环传递函数。
[0092]
数学式9
[0093][0094]
在现有的系统中，对电动机模型使用了数学式8的同步坐标系电压式，此时，在对相当于逆变器输入的电流指令和相当于电动机的输出的实际电流的动态特性设计为如数学式10的情况下，可以通过如图7的系统导出如数学式11的关系式。
[0095]
数学式10
[0096][0097]
数学式11
[0098][0099]
即，如果通过已知的g
t
(s)和用户直接设计的g
closed
(s)使用数学式11的关系，则可以将控制部510的控制算法g
c
(s)确定为数学式12的形态。
[0100]
数学式12
[0101][0102]
此时，为了在数字逆变器500实现控制部510的控制算法，需要离散时间区域的传递函数，而不是连续时间区域的传递函数。因此，为了使数学式11的关系式离散，通过对g
closed
(s)和g
t
(s)进行z转换而最终设计成如数学式13的可以以离散化形态实现的控制算法g
c
(z)。
[0103]
此时，z转换是在信号处理中将以实数序列或复数序列表示的时间区域的信号转换为复频率区域的表示，可以称作与针对连续时间信号的拉普拉斯变换对应的向离散时间区域的转换。由于关于其的内容是本领域公知内容，从而省略对其的详细说明。
[0104]
数学式13
[0105]
[0106]
具体而言，如果将对于电流指令的实际电流的动态特性设计成如数学式14的低通滤波器，则可以通过数学式15的g
t
(z)设计如数学式16的控制部510的控制算法g
c
(z)。
[0107]
数学式14
[0108][0109]
数学式15
[0110][0111]
数学式16
[0112][0113]
此时，在上面的数学式中使用的k表示控制器变量。
[0114]
图8是用于说明现有的逆变器控制方法的流程图。
[0115]
在现有的高速逆变器系统中，由于采样周期不足够快，因此需要考虑采样现象。因此，以图7的逆变器500和反映出零阶保持和时间延迟的电动机600模型为基准进行说明。
[0116]
在现有的逆变器500中，在连续时间区域确定静止坐标系电动机电压式(s810)。这与数学式4相同。之后，可以通过数学式5执行坐标转换(s820)，来确定在连续时间区域的同步坐标系电动机电压式(s830)。这与数学式6相同。
[0117]
之后，如数学式9确定结合了零阶保持和时间延迟的连续时间区域的同步坐标系电动机的电压式(s840)，并且如数学式11确定在连续时间区域的同步坐标系电流控制闭环传递函数(s850)。
[0118]
之后，通过使在连续时间区域的同步坐标系电流控制闭环传递函数离散化，如数学式12确定在离散时间区域的同步坐标系电流控制闭环传递函数(s860)，利用数学式14的在离散时间区域的电流控制响应特性的传递函数和数学式15的结合了被离散化的零阶保持和时间延迟的连续时间区域的同步坐标系电动机的电压式，如数学式16确定逆变器的电流控制传递函数(s870)，并将其传递给逆变器(s880)。
[0119]
此时，相当于电动机建模的最后步骤的数学式6的同步坐标系电压式是，数学式4的静止坐标系电压式经过数学式5的坐标转换而导出的。此时，从数学式5的坐标变换式可以看出，将采样周期作为变量使用。即，坐标转换的结果根据采样周期而发生变化。
[0120]
但是，可以看出，数学式6的同步坐标系电压式不包括采样周期。这是因为以采样周期足够快的前提下从数学式4导出的。
[0121]
因此，根据现有技术的控制方法是未考虑针对坐标转换的采样现象的状态，这会引起在数学式15的离散化的g
t
(z)的导出结果出现误差。
[0122]
即，根据现有技术的系统，在采样周期足够短的普通逆变器控制系统中不会成为问题，但是在高速电流控制系统中，降低针对系统的建模准确性，因此存在逆变器控制器的对指令的跟随性下降，稳定的运转范围受限的问题点。
[0123]
因此，本发明一实施例的系统，通过反映针对坐标转换的采样效果来提高建模准
确性，并且用于在更低的采样指数条件下确保逆变器控制器的指令跟随性能和稳定性。
[0124]
图9是使用本发明一实施例的逆变器控制装置的逆变器系统的构成图。
[0125]
如图所示，本发明一实施例的系统可以包括控制装置3，所述控制装置3向驱动电动机2的逆变器1的逆变部13提供接通/关断控制信号。
[0126]
逆变器1可以包括：整流部11，对输入的三相交流电进行整流；平滑部12，对由整流部11整流后的直流电压平滑并存储；以及逆变部13，根据控制装置3的控制信号，将存储于平滑部12的直流电压输出为具有规定电压和频率的交流电压。逆变部13输出的交流电压提供给电动机2。
[0127]
图10是在离散时间区域中对图9的控制装置3和电动机2建模并简略示出的一示例图，并且是与现有技术的图7对应示出的，可以包括控制建模部5和电动机建模部6。
[0128]
电动机建模部6可以通过结合数学式7的静止坐标系电压式以及数学式1和数学式2的零阶保持和时间延迟效果，而获得如数学式17的针对电动机建模的结果。
[0129]
数学式17
[0130][0131]
如果为了对上面的数学式17执行离散化而执行z转换，则如下。
[0132]
数学式18
[0133][0134]
之后，如果在离散区域执行数学式5的坐标转换，则可以如数学式19确定结合了针对离散时间的零阶保持和时间延迟的同步坐标系电压式。
[0135]
数学式19
[0136][0137]
之后，可以利用图10的闭环，而获得如数学式20的同步坐标系上的电流控制闭环传递函数。
[0138]
数学式20
[0139][0140]
如果将上面的数学式20用g
prop
(z)表示，则与数学式21相同，在将针对电流指令的实际电流的动态特性设计为如数学式14的低通滤波器的情况下，可以导出如数学式22的控制建模部5的算法。
[0141]
数学式21
[0142][0143]
数学式22
[0144][0145]
此时，k表示控制器变量，表示针对电流指令的实际电流的动态特性。
[0146]
将数学式22与数学式16比较可以看出，反映了在数学式16中在坐标转换中未考虑到的采样影响，并且如数学式16使用了控制变量k。
[0147]
因此，根据本发明一实施例的控制建模部5，从复杂方面来看，与现有技术相同，但是提高了系统建模的准确性，从而能够提高电流控制性能。
[0148]
图11是表示本发明一实施例的逆变器控制装置的详细构成图，是实现数学式22的一示例图。
[0149]
图12是用于说明本发明一实施例的逆变器控制方法的流程图。
[0150]
如图所示，在本发明的一实施例中，控制建模部5可以如数学式7确定在连续时间区域的静止坐标系的电动机的电压式(s10)。
[0151]
之后，控制建模部5可以如数学式17确定结合了零阶保持和时间延迟的连续时间静止坐标系电动机电压式(s11)，并通过将其离散化而如数学式18确定结合了零阶保持和时间延迟的离散时间静止坐标系电动机电压式(s12)。
[0152]
之后，控制建模部5可以利用数学式5来执行坐标转换(s13)，由此如数学式19确定结合了零阶保持和时间延迟的离散时间同步坐标系电动机电压式(s14)。
[0153]
之后，在将针对电流指令的实际输出电流的动态特性设计成低通滤波器的情况下，控制建模部5可以从数学式14的离散时间电流控制响应特性传递函数，如数学式20确定离散时间同步坐标系电流控制闭环传递函数(s15)。
[0154]
另外，控制建模部5可以从数学式20的闭环传递函数，如数学式22确定电流控制传递函数(s16)，并将其提供给逆变器1。
[0155]
图13是表示根据现有技术的控制方法的指令电流和输出电流的关系的示例图，图14是表示根据本发明一实施例的控制方法的指令电流和输出电流的关系的一示例图，分别表示了采样频率为2khz而运转频率为500hz的条件，即，采样指数为4的条件。在图13和图14中，i
dseref
和i
qseref
表示电流指令，i
dse
和i
qse
表示实际电流。
[0156]
参照图13，可以看出，在现有技术的情况下在实际电流出现了纹波，但是根据图14的本发明的控制方法，提高了实际电流对电流指令的跟随性并且稳定性也得到了提高。
[0157]
如上所述，根据本发明一实施例，能够在系统建模时通过在离散时间区域执行坐标转换，来向系统建模反映采样效果，能够提高电流指令跟随性和稳定性。
[0158]
应理解，以上所说明的根据本发明的实施例仅仅是示例性的，本领域技术人员可以由此实施各种变形和等同范围内的实施例。因此，本发明真正的技术保护范围应由所附的权利要求书确定。