一种单相LC型并网逆变器双闭环控制方法与系统与流程

一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法与系统
技术领域
1.本发明涉及一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法和系统，属于电力逆变器控制技术领域。


背景技术：

2.当今社会环境污染和能源危机问题日益突出，以光伏、风电为代表的高比例可再生清洁能源并网成为解决当前社会的环境污染问题、优化能源结构、构建坚强智能电网的关键技术。然而，新能源也有着负面的影响，可再生能源发电具有随机性、间歇性，以及大量非线性电力电子装置的使用，将给电网带来复杂的谐波问题，如何减小谐波含量，实现高效、优质并网将成为当前社会广泛关注的问题。
3.并网逆变器是新能源并入大电网的重要电力设备，它能有效地将新能源的电能转换为可接入电网的交流电。逆变器的控制技术主要有：比例积分控制、比例谐振控制、滞环电流控制、重复控制和滑模控制等。每种控制方法都有优点和局限性，例如传统的pr(proportional resonant，比例谐振)控制器可以很好的跟踪指定频率信号，但当频率波动时控制系效果较差，考虑到在工程实际中电网频率存在波动，因此传统的pr控制器不能满足要求。要想得到较好地抑制谐波信号，提升并网波形质量，使用双环控制是一种常用的方法。因此，研究单相lc型并网逆变器双闭环控制具有重要理论和实际意义。


技术实现要素：

4.本发明克服现有技术存在的不足，所要解决的技术问题为：提供一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统和方法。
5.为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法，包括以下步骤：
6.s101、对直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
求差，并根据电压差值得到二次侧滤波电感电流幅值；
7.s102：取电网电压信号v
s
，经过锁相环pll得到标准单位正弦信号sinωt；
8.s103：将二次侧滤波电感电流幅值信号与单位正弦信号相乘得到电感电流标准参考值，与电感电流实际值i
l
做差，根据电感电流差值得到调制信号；
9.s104：调制信号输入到spwm模块，得到四个驱动信号，控制单相lc型并网逆变器开关器件的关断与导通。
10.所述步骤s101中，通过外环控制器pi将直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
的差值转化为二次侧滤波电感电流幅值；
11.所述外环控制器pi包括比例积分控制器和低通滤波器，其传递函数g
v
(s)满足以下公式；
[0012][0013]
其中，k
p
为比例积分控制器的比例系数；k
i
为积分系数；ω
p
为低通滤波器的特征角频率，s代表复参变量。
[0014]
所述比例积分控制器的比例系数k
p
取2.78，积分系数k
i
取83.33，低通滤波器的特征角频率ω
p
取150rad/s。
[0015]
所述步骤s103中，通过内环准比例谐振控制器qpr将电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
的差值准换为调制信息，所述内环准比例谐振控制器qpr的传递函数g
qpr
(s)满足以下公式：
[0016][0017]
其中，k
p
为比例控制增益；k1、k
n
为比例谐振系数；ω
c
为截止频率，ω
o
为电网角频率，h代表奇次谐波，h＝3、5、7，s代表复参变量。
[0018]
所述的一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法，h＝3，比例控制增益k
p
取50，比例谐振系数k1、k3分别取10和15，截止频率ω
c
取10rad/s，电网角频率ω
o
取314rad/s。
[0019]
此外，本发明还提供了一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统，用于实现所述的一种控制方法，包括lc滤波器、第一减法器，第二减法器、乘法器、内环准比例谐振控制器qpr、外环控制器pi、锁相环pll和spwm模块，所述lc滤波器设置在交流电网侧；
[0020]
第一减法器用于对直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
求差，所述外环控制器pi用于根据差值获得二次侧滤波电感电流幅值；
[0021]
所述锁相环pll用于根据电网电压信号vs，得到标准单位正弦信号sinωt；
[0022]
所述乘法器用于二次侧滤波电感电流幅值信号与单位正弦信号相乘得到电感电流标准参考值，第二减法器用于将乘法器得到的电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
做差；
[0023]
所述内环准比例谐振控制器qpr用于根据电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
的差值，得到调制信号；
[0024]
所述spwm模块用于将根据调制信号得到驱动信号，控制单相lc型并网逆变器开关器件的关断与导通。
[0025]
所述锁相环pll利用对市电电压v
s
取样后得到的信号vmsinωt，再经过1/4周期延迟后得到信号
‑
vmcosωt，两个信号再与其后产生的同步信号cosω1t与sinω1t分别相乘后相加得到误差e；
[0026]
e＝v
m
(sinωtcosω1t
‑
cosωtsinω1t)；
[0027]
其中，vm和ω分别表示从交流侧获得的电压峰值及角频率，ω1表示电网电压vs的实际角频率。
[0028]
lc滤波器包括电感l和滤波电容c2。
[0029]
所述的一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统，还包括电压采样单元，电感电
流采样单元，电网电压采样单元；
[0030]
所述电压采样单元用于采集直流侧的直流电压实际值v
d
；
[0031]
所述电感电流采样单元用于采集电感电流实际值i
l
；
[0032]
所述电网电压采样单元用于采集取电网电压信号v
s
。
[0033]
本发明与现有技术相比具有以下有益效果：
[0034]
本发明提供了一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法，在空载、轻载运行时，直流侧的功率在满足负载的同时，能量还能馈入电网，而负载较重时可以将电网发出功率供给负载。相比较于现有的并网逆变器控制策略，本发明在保证高功率因数的前提下，显著提高了谐波抑制能力，能大大降低并网电流的谐波含量。
附图说明
[0035]
图1为本发明实施例提供的一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统的结构示意图；
[0036]
图2为本发明实施例一中内环准比例谐振控制器的结构图；
[0037]
图3为本发明实施例一中外环控制器pi与锁相环和内环准比例谐振控制器的连接示意图；
[0038]
图4为本发明实施例一中锁相环pll的结构图；
[0039]
图5为直流侧电压波形图；
[0040]
图6为本发明实施例一中的控制系统输出的电压电流仿真波形图；
[0041]
图7为本发明实施例一中的控制系统实验输出的电压电流波形图。
具体实施方式
[0042]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例；基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0043]
实施例一
[0044]
如图1所示，本发明实施例提供了一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统，包括lc滤波器、第一减法器，第二减法器、乘法器、内环准比例谐振控制器qpr、外环控制器pi、锁相环pll和spwm模块，所述lc滤波器设置在交流电网侧。v
d
为直流电压；c1为直流侧稳压电容；s1～s4为并网逆变器的开关管igbt；i
o
为逆变器输出电流；v
c
为lc滤波器电容电压；i
s
为并网电流；i
l
为电感电流；v
s
为电网电压。
[0045]
其中，lc滤波器包括电感l和滤波电容c2。
[0046]
进一步地，本实施例的一种单相lc型并网逆变器双闭环控制系统，还包括电压采样单元，电感电流采样单元，电网电压采样单元；所述电压采样单元用于采集直流侧的直流电压实际值v
d
；所述电感电流采样单元用于采集电感电流实际值i
l
；所述电网电压采样单元用于采集取电网电压信号v
s
。
[0047]
具体地，本实施例中，第一减法器用于对直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
求差，所述外环控制器pi用于根据差值获得二次侧滤波电感电流幅值；所述锁相环pll用于根据电
网电压信号vs，得到标准单位正弦信号sinωt；所述乘法器用于二次侧滤波电感电流幅值信号与单位正弦信号相乘得到电感电流标准参考值，第二减法器用于将乘法器得到的电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
做差；所述内环准比例谐振控制器qpr用于根据电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
的差值，得到调制信号；所述spwm模块用于将根据调制信号得到驱动信号，控制单相lc型并网逆变器开关器件的关断与导通。
[0048]
具体地，本实施例中，内环准比例谐振控制器qpr的传递函数g
qpr
(s)满足以下公式：
[0049][0050]
其中，s代表复参变量，k
p
为比例控制增益，可提高控制器系统的动态特性；2k1ω
c
s/(s2 2ω
c
s ω
o2
)为谐振项，其功能是实现对控制器50hz基频信号的无误差跟踪；ω0为电网角频率；2k
n
ω
c
s/(s2 2ω
c
s ω
o2
)为谐波抑制项，可对谐波(主要是3、5、7次)信号进行抑制；k1、k
n
为比例谐振系数；ω
c
为截止频率，调节带宽，h代表奇次谐波(根据实际存在的谐波阶次，主要取值3、5、7次)。
[0051]
进一步地，本实施例中，准比例谐振控制器阶数h＝3，即令式(1)中的求和项只取n＝3，比例控制增益k
p
取50，比例谐振系数k1、k3分别取10和15，截止频率取10rad/s，电网角频率取314rad/s。
[0052]
图2示出了本实施例中采用的内环准比例谐振控制器qpr的原理图，其中k
s
和k
v
分别为电流及电压感测增益，k
pwm
是pwm的调制增益，g
qpr
是改进准比例谐振控制的传递函数。其中的i
o
表示逆变器输出电流乘以k
s
的值，i
o
*表示给定的输出电流参考值，i
o
表示逆变器的输出电流，v
o
*表示输出电压参考值，v
con
表示调制电压值。
[0053]
具体地，本实施例中，所述外环控制器pi包括比例积分控制器和低通滤波器，图3示出了外环控制器pi与锁相环和内环准比例谐振控制器的连接示意图；
[0054]
外环控制器pi的传递函数g
v
(s)满足以下公式：
[0055][0056]
其中，s代表复参变量，k
p
为比例积分控制器的比例系数；k
i
为积分系数；ω
p
为低通滤波器的特征角频率。
[0057]
具体地，本实施例中，外环控制器pi中的比例积分控制器的比例系数k
p
取2.78，积分系数k
i
取83.33，低通滤波器特征角频率ω
p
取150rad/s。
[0058]
如图4所示，示出了本实施例中锁相环pll的电路原理结构图，锁相环回路利用市电电压v
s
取样后得到信号v
m sinωt，v
m
和ω分别表示从交流侧获得的电压峰值及角频率。再经过1/4周期延迟后得到信号
‑
v
m cosωt。两个信号再与其后产生的同步信号cosω1t与sinω1t分别相乘后相加得到误差e，即误差e的表达式为：
[0059]
e＝v
m
(sinωtcosω1t
‑
cosωtsinω1t)；(3)
[0060]
其中，ω表示标准基频角频率，ω1表示电网电压信号vs对应的角频率。
[0061]
进一步地，以下对本发明提出的实施例进行了仿真研究，如下表1所示，列出了仿
真的系统规格，对表1中拟议的控制系统进行了仿真和实验评估。
[0062]
表1 仿真系统参数列表
[0063]
参数数值直流侧电压v
dc
/v70直流侧电容c
dc
/μf330滤波电感l/mh0.6滤波电容c/μf10交流侧并联电压v
s
/v40电网频率f0/hz50采样频率f
s
/khz15
[0064]
仿真和实验评估如下所述：
[0065]
图5为本发明实施例的直流侧电压仿真波形图，图5显示了：直流侧除了含有直流信号外，还存在二倍频的交流谐波信号。
[0066]
图6为本发明实施例的输出电压、电流仿真波形图，图6显示了：基于q
‑
pr控制器的改进双回路控制的并网电流波形正弦度较好。并通过对谐波含量分析，基于q
‑
pr控制器的改进双回路控制下输出电流thd＝2.67％，有较强的谐波抑制能力，能大大降低并网电流的谐波含量。
[0067]
通过调节负载，观察整个系统的功率流向。本发明实施例所带负载为线性负载，当所带负载为空载时，直流侧产生的功率全部馈入电网，通过功率计得到其功率为63.6w；当带1/3负载(42ω)运行时，负载所消耗的功率为37.9w，此时直流侧发出的功率可以满足负载的需求，并有26w馈入电网；当负载带2/3负载(84ω)运行，负载所消耗的功率为74.5w，此时直流侧发出的功率无法满足负载上的消耗，此时电网补足10.85w；当负载满载(126ω)运行时，负载所消耗的功率为110.7w，除了直流侧发出的功率，此时电网需要供给负载47.25w。通过上述分析可以看出，在空载、轻载运行时，直流侧的功率在满足负载的同时，能量还能馈入电网，而负载较重时需要电网发出功率供给负载。
[0068]
图7为本发明实施例实验输出电压v
s
、输出电流i
o
波形图，图7显示了：基于内环准比例谐振控制器qpr的改进双回路控制的输出电压电流能达到同步，且具有较好的正弦度。
[0069]
实施例二
[0070]
本发明实施例二提供了一种单相lc型并网逆变器双闭环控制方法，包括以下步骤：
[0071]
s101、对直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
求差，并根据电压差值得到二次侧滤波电感电流幅值；
[0072]
s102：取电网电压信号v
s
，经过锁相环pll得到标准单位正弦信号sinωt；
[0073]
s103：将二次侧滤波电感电流幅值信号与单位正弦信号相乘得到电感电流标准参考值，与电感电流实际值i
l
做差，根据电感电流差值得到调制信号；
[0074]
s104：调制信号输入到spwm模块，得到四个驱动信号，控制单相lc型并网逆变器开关器件的关断与导通。
[0075]
具体地，所述步骤s101中，通过外环控制器pi将直流侧电压参考值v
d
*与实际值v
d
的差值转化为二次侧滤波电感电流幅值；所述外环控制器pi包括比例积分控制器和低通滤
波器，其结构和参数与实施例一相同。
[0076]
具体地，所述步骤s103中，通过内环准比例谐振控制器qpr将电感电流标准参考值与电感电流实际值i
l
的差值准换为调制信息，所述内环准比例谐振控制器qpr的结构和参数与实施例一相同。
[0077]
具体地，本实施例中，所述锁相环pll利用对市电电压v
s
取样后得到的信号vmsinωt，再经过1/4周期延迟后得到信号
‑
vmcosωt，两个信号再与其后产生的同步信号cosω1t与sinω1t分别相乘后相加得到误差e，所述锁相环pll的结构和参数与实施例一相同。
[0078]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。