一种机载设备参数采集器的制作方法

1.本实用新型涉及一种机载设备参数采集器。


背景技术：

2.参数采集器用于采集设备的状态和传感器数据，并将采集到的数据传输至计算机等进行处理，使用时，需要为参数据采集器的cpu板以及相关传感器等器件供电，现有的参数采集器的供电通常不能反接，否则会导致参数采集器不能正常工作，甚至损坏。此外，在参数采集器的电阻调理电路中，恒流源的精度和稳定性决定了电阻测试的精度。高集成度电流源芯片在低电流情况下的精度和漏电流难以获得理想的电流输出表现，而经典的howland电流源在实际应用中存在诸如电阻匹配、稳定性等问题。


技术实现要素：

3.本实用新型的目的在于克服现有技术的一项或多项不足，提供一种机载设备参数采集器。
4.本实用新型的目的是通过以下技术方案来实现的：一种机载设备参数采集器，包括cpu 板、电源板、i/o信号调理板和航插i/o转接板，所述电源板包括emi滤波器、防反接保护电路和电源模块，所述emi滤波器的输入端用于与外部电源连接，所述emi滤波器的输出端与防反接电路的输入端连接，所述防反接电路的输出端与电源模块的输入端连接，所电源模块的输出端与cpu板和i/o信号调理板的电源端连接，所述cpu板的数据端经i/o信号调理板与航插i/o转接板连接，所述航插i/o转接板还用于与外部传感器连接。
5.优选的，所述防反接保护电路包括第一二极管、第二二极管、mos管、第一电容、第一电阻、电源正输入端、电源负输入端、电源正输出端和电源负输出端，所述第二二极管为稳压二极管，所述第一二极管的阴极接电源正输入端和电源正输出端，所述第一二极管的阳极经第一电容接电源负输入端，所述第一电阻的第一端接电源正输入端和电源正输出端，所第一电阻的第二端接第二二极管的阴极，所述第二二极管的阴极接第一二极管的阳极，所述第二二极管的阳极接mos管的源极和电源负输出端，所述mos管的漏极接电源负输入端，所述 mos管的栅极接第一二极管的阳极。
6.优选的，所述emi滤波器包括共模扼流圈、差模电感、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容和第九电容，所述共模扼流圈的第一输入端接供电电源的p端，所述共模扼流圈的第二输入端接供电电源的n端，所述第二电容的一端接共模扼流圈的第一输入端、另一端接地，所述第三电容的一端接共模扼流圈的第二输入端、另一端接地，所述第四电容的一端接共模扼流圈的第一输入端、另一端接共模扼流圈的第二输入端，所述共模扼流圈的第一输出端接差模电感的第一输入端，所述共模扼流圈的第二输出端接差模电感的第二输入端，所述第五电容的一端接共模扼流圈的第一输出端、另一端接地，所述第六电容的一端接共模扼流圈的第二输出端、另一端接地，所述第七电容的一端接差模电感的第一输出端、另一端接差模电感的第二输出端，所述第八电容的一端接
差模电感的第一输出端、另一端接地，所述第九电容的一端接差模电感的第二输出端、另一端接地。
7.优选的，所述i/o信号调理板包括离散量输入信号调理电路、脉冲量输入信号调理电路和模拟量输入信号调理电路中的一种或多种，所述离散量输入信号调理电路的输入端与航插 i/o转接板连接，所述离散量输入信号调理电路的输出端与cpu板的离散量输入端接口连接，所述脉冲量输入信号调理电路的输入端与航插i/o转接板连接，所述脉冲量输入信号调理电路的输出端与cpu板的pwm信号解码接口连接，所述模拟量输入信号调理电路的输入端与航插i/o转接板连接，所述模拟量输入信号调理电路的输出端经adc电路与cpu板的adc输入接口连接。
8.优选的，所述离散量输入信号调理电路包括地/开输入调理电路，所述地/开输入调理电路包括顺次连接的输入激励单元、第一过压保护单元和迟滞比较器；和/或，
9.所述离散量输入信号调理电路包括12v/0v输入调理电路，所述12v/0v输入调理电路包括顺次连接的第一输入衰减单元、第二过压保护单元和迟滞比较器；和/或，
10.所述离散量输入信号调理电路包括12v/开输入调理电路，所述12v/开输入调理电路包括顺次连接的第二输入衰减单元、第三过压保护单元和迟滞比较器。
11.优选的，所述脉冲量输入信号调理电路包括燃油流量传感器信号调理电路，所述燃油流量传感器信号调理电路包括顺次连接的第一输入下拉单元、第四过压保护单元和迟滞比较器；和/或，
12.所述脉冲量输入信号调理电路包括发动机转速传感器信号调理电路，所述发动机转速传感器信号调理电路包括顺次连接的第二输入下拉单元、第五过压保护单元和迟滞比较器。
13.优选的，所述模拟量输入信号调理电路包括热电偶调理电路、两线制电阻调理电路、三线制电阻调理电路、电压/电流调理电路、恒流源、第一模拟开关、第二模拟开关、第三模拟开关、第四模拟开关、第五模拟开关、滤波电路、放大电路和adc电路，所述热电偶调理电路的输入端用于经第一模拟开关与热电偶连接，所述两线制电阻调理电路的输入端用于经第二模拟开关与二线制电阻连接，所述三线制电阻调理电路的输入端用于经第三模拟开关与三线制电阻连接，所述电压/电流调理电路的输入端用于经第四模拟开关与电压/电流信号连接，所述滤波电路的输入端经第五模拟开关分别与热电偶调理电路、两线制电阻调理电路、三线制电阻调理电路和电压/电流调理电路的输出端连接，所述滤波电路的输出端经放大电路的与adc电路的输入端连接，所述adc电路的输出端用于与cpu板的adc输入接口连接，所述恒流源分别与两线制电阻调理电路和三线制电阻调理电路连接。
14.优选的，所述恒流源包括第一放大器、第二放大器、第二mos管、第三mos管、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第十四电容，第八电阻的第一端接第一参考电压，第八电阻的第二端接第一放大器的同相输入端，第八电阻的第二端经第九电阻接地，第一放大器的同相输入端经第十三电容接地，第一放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第十一电阻接地，第一放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第十二电容接第一放大器的输出端，第一放大器的输出端接第二mos管的栅极，第二mos管的源极经第十一电阻接地，第二mos管的漏极经第二电阻接供电电源，第三电阻与第二电阻并
联，第二mos管的漏极接第二放大器的同相输入端，第二放大器的负电源端经第十电容接地，第二放大器的正电源端经第十四电容接地，第二放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第四电阻接供电电源，第五电阻、第六电阻和第七电阻均与第四电阻并联，第二放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第十一电容接第二放大器的输出端，第二放大器的反相输入端放大器的反相输入端接第三mos管的源极，第二放大器的输出端经第十电阻接第三mos 管的栅极，第三mos管的漏极作为恒流源电路的输出端。
15.优选的，所述两线制电阻调理电路包括第三放大器、第一航插、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻、第十五电容、第十六电容、第十七电容和第十八电容，所述恒流源的正输出端接第一航插的第一端子，所述恒流源的负输出端接第一航插的第二端子，所述第十二电阻的第一端经第十三电阻接第一航插的第一端子，所述第十二电阻的第二端经第十四电阻接第一航插的第二端子，所述第三放大器的同相输入端经第十五电阻接第一航插的第一端子，所述第三放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第十六电阻接第一航插的第二端子，所述第三放大器的同相输入端经第十五电容接地，所述第三放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第十七电容接地，所述第三放大器的同相输入端经第十六电容接第三放大器的反相输入端放大器的反相输入端，所述第三放大器的输出端接第十七电阻的第一端，所述第十七电阻的第二端经第十八电容接地，所述第十七电阻的第二端作为两线制电阻调理电路的输出端。
16.优选的，所述三线制电阻输入调理电路包括第四放大器、第五放大器、第六放大器、第二航插、第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻、第二十一电阻、第二十二电阻、第二十三电阻、第二十四电阻、第二十五电阻、第二十六电阻、第二十七电阻、第二十八电阻、第十九电容、第二十电容、第二十一电容、第二十二电容、第二十三电容、第二十四电容和第二十五电容，所述恒流源的正输出端接第二航插的第一端子，所述恒流源的负输出端接第二航插的第二端子，所述第十八电阻的第一端经第十九电阻接第二航插的第一端子，所述第十八电阻的第二端经第二十电阻接第二航插的第二端子，所述第十八电阻的第一端经第二十一电阻接第二航插的第三端子，第四放大器的同相输入端经第二十二电阻接第二航插的第一端子，第四放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第二十三电阻接第二航插的第二端子，第四放大器的同相输入端经第十九电容接地，第四放大器的同相输入端经第二十电容接第四放大器的反相输入端放大器的反相输入端，第四放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第二十一电容接地，第五放大器的同相输入端经第二十四电阻接第二航插的第三端子，第五放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第二十五电阻接第二航插的第二端子，第五放大器的同相输入端经第二十二电容接地，第五放大器的同相输入端经第二十三电容接第五放大器的反相输入端放大器的反相输入端，第五放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第二十四电容接地，第四放大器的输出端经第二十六电阻接第六放大器的反相输入端放大器的反相输入端，第五放大器的输出端接第六放大器的同相输入端，第六放大器的反相输入端放大器的反相输入端经第二十七电阻接第六放大器的输出端，第六放大器的输出端接第二十八电阻的第一端，第二十八电阻的第二端经第二十五电容接地，第二十八电阻的第二端作为三线制电阻输入调理电路的输出端。
17.本实用新型的有益效果是：
18.(1)本实用新型中设有防反接保护电路，可有效的防止反向电源输入对参数采集
器的危害；
19.(2)本实用新型中的恒流源选择低漏电流分立器件与低失调运算放大器实现v/i变换，在低电流情况下能够获得较好的电流输出表现，且在实际应用中不存在稳定性差等问题。
附图说明
20.图1为机载设备参数采集器的一种组成框图；
21.图2为防反接保护电路的一种电路图；
22.图3为emi滤波器的一种电路图；
23.图4为模拟量输入信号调理电路的一种组成框图；
24.图5为恒流源的一种电路图；
25.图6为两线制电阻调理电路的一种电路图；
26.图7为三线制电阻输入调理电路的一种电路图；
27.图8为迟滞比较器的一种电路图；
28.图9为地/开输入调理电路的一种电路图；
29.图10为12v/0v输入调理电路的一种电路图；
30.图11为燃油流量传感器信号调理电路的一种电路图。
具体实施方式
31.下面将结合实施例，对本实用新型的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域技术人员在没有付出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
32.参阅图1
‑
11，本实施例提供了一种机载设备参数采集器：
33.如图1所示，一种机载设备参数采集器，包括cpu板、电源板、i/o信号调理板和航插 i/o转接板，所述电源板包括emi滤波器、防反接保护电路和电源模块，所述emi滤波器的输入端用于与外部电源连接，所述emi滤波器的输出端与防反接电路的输入端连接，所述防反接电路的输出端与电源模块的输入端连接，所电源模块的输出端与cpu板和i/o信号调理板的电源端连接，所述cpu板的数据端经i/o信号调理板与航插i/o转接板连接，所述航插 i/o转接板还用于与外部传感器连接。
34.所述cpu板选用spartan
‑
3an fpga，型号为xc3s1400an
‑
4fgg676。
35.如图2所示，在一些实施例中，所述防反接保护电路包括第一二极管d1、第二二极管d2、第一mos管q1、第一电容c1、第一电阻r1、电源正输入端dc_in 、电源负输入端dc_in
‑
、电源正输出端dc_out 和电源负输出端dc_out
‑
，所述第二二极管d2为稳压二极管，所述第一二极管d1的阴极接电源正输入端dc_in 和电源正输出端dc_out ，所述第一二极管d1的阳极经第一电容c1接电源负输入端dc_in
‑
，所述第一电阻r1的第一端接电源正输入端 dc_in 和电源正输出端dc_out ，所第一电阻r1的第二端接第二二极管d2的阴极，所述第二二极管d2的阴极接第一二极管d1的阳极，所述第二二极管d2的阳极接第一mos管q1的源极和电源负输出端dc_out
‑
，所述第一mos管q1的源极接电源负输出端dc_out
‑
，所述第一mos管
q1的漏极接电源负输入端dc_in ，所述第一mos管q1的栅极接第一二极管d1的阳极。
36.所述第一电阻r1的规格为20kω/250mw，所述第一二极管d1的型号为bav103，所述第二二极管d2的规格为12v/350mw。输入直流电源的电压为 10～ 36v，电阻rl为负载。
37.以28vdc直流电源输入为例，工作原理如下：
38.当输入电源正向连接时，其工作过程分为两个阶段：(1)刚上电时，第一mos管q1的体二极管正向偏置，回路导通，输入电压经第一电阻r1、第二二极管d2组成的偏置回路提供正向的第一mos管q1栅极偏压vgs。正向偏置回路中的第二二极管d2为12v稳压二极管，用于在输入电压超过12v时，将第一mos管q1的vgs钳位在12v左右，确保在 50vdc范围内避免由于输入电压过高而导致第一mos管q1损坏。(2)当第一mos管q1的栅极偏压vgs 高于其开启电压时，第一mos管q1导通，短接第一mos管q1的体二极管回路，电路进入正常工作模式。
39.当输入电源反向连接时，其工作过程分为两个阶段：(1)刚上电时，由于输入端口可能有较大的电源上升斜率dv/dt，该dv/dt可通过第一mos管q1内部漏极
‑
栅极之间的分布电容cgd对栅极充电，从而可能导致栅极电压vgs达到开启电压，令第一mos管q1误导通，为避免这种情况的发生，在选择cgd较小的第一mos管q1的同时，本实施例的方案还设计有第一二极管d1，利用第一二极管d1将mos管q1的栅极电压vgs钳位在1v左右。(2)对于稳定的反向电源输入，第一mos管q1的栅极偏压vgs接近0v，第一mos管q1的体二极管处于反偏状态，整个回路处于截止状态，可有效的防止反向电源输入对后级负载的危害。
40.如图3所示，在一些实施例中，所述emi滤波器包括共模扼流圈l1、差模电感l2、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7、第八电容 c8和第九电容c9，所述共模扼流圈l1的第一输入端接供电电源的p端，所述共模扼流圈l1 的第二输入端接供电电源的n端，所述第二电容c2的一端接共模扼流圈l1的第一输入端，所述第二电容c2的另一端接地，所述第三电容c3的一端接共模扼流圈l1的第二输入端，所述第三电容c3的另一端接地，所述第四电容c4的一端接共模扼流圈l1的第一输入端，所述第四电容c4的另一端接共模扼流圈l1的第二输入端，所述共模扼流圈l1的第一输出端接差模电感l2的第一输入端，所述共模扼流圈l1的第二输出端接差模电感l2的第二输入端，所述第五电容c5的一端接共模扼流圈l1的第一输出端，所述第五电容c5的另一端接地，所述第六电容c6的一端接共模扼流圈l1的第二输出端，所述第六电容c6的另一端接地，所述第七电容c7的一端接差模电感l2的第一输出端，所述第七电容c7的另一端接差模电感l2的第二输出端，所述第八电容c8的一端接差模电感l2的第一输出端，所述第八电容c8的另一端接地，所述第九电容c9的一端接差模电感l2的第二输出端，所述第九电容c9的另一端接地。
41.在一些实施例中，所述i/o信号调理板包括离散量输入信号调理电路、脉冲量输入信号调理电路和模拟量输入信号调理电路中的一种或多种，所述离散量输入信号调理电路的输入端与航插i/o转接板连接，所述离散量输入信号调理电路的输出端与cpu板的离散量输入端接口连接，所述脉冲量输入信号调理电路的输入端与航插i/o转接板连接，所述脉冲量输入信号调理电路的输出端与cpu板的pwm信号解码接口连接，所述模拟量输入信号调理电路的输入端与航插i/o转接板连接，所述模拟量输入信号调理电路的输出端经adc电路与cpu板的adc输入接口连接。某些实施例中，离散量输入信号调理电路有38路，脉冲量输入信号调理电路有3路，模拟量输入信号调理电路有24路。
42.在一些实施例中，所述电源模块选择recom公司的rs系列隔离稳压型dc/dc电源模
块，支持18vdc～36vdc电源输入，输出电压3.3v/5v/15v/
±
9v//
±
12v/
±
15v等多种规格可选，额定输出功率2w。
43.如图4所示，在一些实施例中，所述模拟量输入信号调理电路包括热电偶调理电路、两线制电阻调理电路、三线制电阻调理电路、电压/电流调理电路、恒流源、第一模拟开关、第二模拟开关、第三模拟开关、第四模拟开关、第五模拟开关、滤波电路、放大电路和adc电路(模数转换电路)，所述热电偶调理电路的输入端用于经第一模拟开关与热电偶连接，所述两线制电阻调理电路的输入端用于经第二模拟开关与二线制电阻连接，所述三线制电阻调理电路的输入端用于经第三模拟开关与三线制电阻连接，所述电压/电流调理电路的输入端用于经第四模拟开关与电压/电流信号连接，所述滤波电路的输入端经第五模拟开关分别与热电偶调理电路、两线制电阻调理电路、三线制电阻调理电路和电压/电流调理电路的输出端连接，所述滤波电路的输出端经放大电路的与adc电路的输入端连接，所述adc电路的输出端用于与cpu板的adc输入接口连接，所述恒流源分别与两线制电阻调理电路和三线制电阻调理电路连接。
44.所述adc电路选用adi公司的ad7685，这是一款16位、电荷再分配、逐次逼近(sar) 型模数转换器(adc)，采用2.3v至5.5v单电源(vdd)供电。adc的参考电压源选用adi公司的adr445基准电压源实现。
45.所述放大电路采用程控放大器，可以选用adi公司的ad8250数字式程控放大器芯片，本设计需要采集的模拟信号种类多、电压范围大，降低了电路的复杂度，同时满足adc电路的模拟电压输入端要求低阻驱动的需求。
46.所述滤波电路包括二阶巴特沃斯正反馈型低通滤波器，所述二阶巴特沃斯正反馈型低通滤波器的输入端与第五模拟开关连接，所述二阶巴特沃斯正反馈型低通滤波器的输出端与放大电路的输入端连接。
47.所述热电偶调理电路包括仪表放大器，所述仪表放大器的型号为ad8228arz。考虑到adc 输入电压范围为0到5v，热电偶电势差变化范围为
‑
6.458mv至54.886mv，约60mv差值，放大一百倍量程为6v，超出adc可转换电压范围。又因为adc前级的增益设置(ad8250)只能是1、2、5、10，因此设定第一级(ad8228)增益为10，adc前级(ad8250)增益为5，以获得50倍增益。同时应当注意到，因为负电势的存在，adc对于该部分信号仍然无法转换，必须抬高该负电势至0v以上，此时可以用到仪表放大器的vref引脚，外加一个电压源可实现输出电压移位，满足adc输入要求。
48.此外，可以在仪表放大器输入级增加一个rfi滤波器，消除可能引起放大器整流的射频干扰，在仪表放大器和后级adc驱动级间放置一个低通滤波器，滤除50hz的工频干扰。使用双绞屏蔽线可极大的降低环境射频和工频干扰。
49.如图5所示，在一些实施例中，所述恒流源包括第一放大器u1、第二放大器u2、第二 mos管q2、第三mos管q3、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第十电容 c10、第十一电容c11、第十二电容c12、第十三电容c13、第十四电容c14，所述第二mos管 q2为n通道场效应管，所述第三mos管为p通道场效应管，第八电阻r8的第一端接第一参考电压，第八电阻r8的第二端接第一放大器u1的同相输入端，第八电阻r8的第二端经第九电阻r9接地，第一放大器u1的同相输入端经第十三电容c13接地，第一放大器u1的反相输入端经第十一电阻r11
接地，第一放大器u1的反相输入端经第十二电容c12接第一放大器 u1的输出端，第一放大器u1的输出端接第二mos管q2的栅极，第二mos管q2的源极经第十一电阻r11接地，第二mos管q2的漏极经第二电阻r2接供电电源，第三电阻r3与第二电阻r2并联，第二mos管q2的漏极接第二放大器u2的同相输入端放大器u2的同相输入端，第二放大器u2的负电源端经第十电容c10接地，第二放大器u2的正电源端经第十四电容c14 接地，第二放大器u2的反相输入端经第四电阻r4接供电电源，第五电阻r5、第六电阻r6 和第七电阻r7均与第四电阻r4并联，第二放大器u2的反相输入端经第十一电容c11接第二放大器u2的输出端，第二放大器u2的反相输入端接第三mos管q3的源极，第二放大器u2 的输出端经第十电阻r10接第三mos管q3的栅极，第三mos管q3的漏极作为恒流源电路的输出端。
50.所述第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第九电阻r9/第十电阻r10和第十一电阻r11的电阻值均为4.99kω。
51.所述第一放大器u1和第二放大器u2的型号为opa2277ua。
52.所述第二mos管q2的型号为pmbfj112，第三mos管q3的型号为pmbfj177。
53.所述第十电容c1和第十四电容c5的电容量为0.1uf，第十一电容c2和第十二电容c3 的电容量为10nf，第十三电容c4的电容量为10uf。
54.本实施例中，恒流源由两级v/i变换实现，第一级由参考电压源、电流采样、放大环节组成一个闭环，实现v
‑
i
‑
v变换作为第二级v/i变换的输入参考电压源；第二级直接采样输出电流，用负反馈强迫输出电流成为指定值。
55.第一级5v参考电压经两颗高精密电阻分压获得2.5v参考电压，经v/i变换在第十一电阻r11上获得电流同一回路上的第二电阻r2和第三电阻r3并联作为第一级电流源负载，经i/v变换可求得
56.第二级为电流源输出侧，第四电阻r4～第七电阻r7并联作为取样电阻，当接入负载后，根据运放负反馈有“虚短”特点得流过四颗取样电阻的电流即是输出电流，其值为:
[0057][0058]
可以看出输出电流精度受到参考电压精度和标称电阻值限制，而标称电阻的误差可以通过两个10kω电阻并联替换4.99kω获得更为理想的5kω电阻。实际上考虑到5v参考电压选用的参考源存在着
±
2mv初始误差，单单提高电阻精度并不能解决该部分精度造成的误差，因此本实施例的方案是对电流源进行校准以补偿器件差异造成的误差。本实施例中电阻的精度为1％。
[0059]
尽管提高电流源初始精度十分重要，但更为重要的一点在于提高该电路的长期稳定性和一致性，即电流源输出随温度漂移和时间漂移的特性。此处使用的参考电压源为adc参考电压源，其温漂最大值为3ppm/℃，而放大器opa2277的输入失调电压的温漂和时漂均
低至1 μv/℃和0.2μv/mo，电阻选用5ppm/℃低温漂电阻。
[0060]
因恒流源使用5.5v供电，最大负载达到约3900ω，为提高顺从电压，必须降低取样电阻值，因此，本实施例将第四电阻r4～第七电阻r7并联作为取样电阻，同时，多电阻并联可以有效降低电阻的偏移。
[0061]
本实施例中，第十一电容c2和第十二电容c3的存在可以避免产生振荡等稳定性问题，利于在复杂环境长期稳定工作。
[0062]
如图6所示，在一些实施例中，所述两线制电阻调理电路包括第三放大器u3、第一航插、第十二电阻r12、第十三电阻r13、第十四电阻r14、第十五电阻r15、第十六电阻r16、第十七电阻r17、第十五电容c15、第十六电容c16、第十七电容c17和第十八电容c18，所述恒流源的正输出端接第一航插的第一端子，所述恒流源的负输出端接第一航插的第二端子，所述第十二电阻r12的第一端经第十三电阻r13接第一航插的第一端子，所述第十二电阻r12 的第二端经第十四电阻r14接第一航插的第二端子，所述第三放大器u3的同相输入端经第十五电阻r15接第一航插的第一端子，所述第三放大器u3的反相输入端经第十六电阻r16接第一航插的第二端子，所述第三放大器u3的同相输入端经第十五电容c15接地，所述第三放大器u3的反相输入端经第十七电容c17接地，所述第三放大器u3的同相输入端经第十六电容 c16接第三放大器u3的反相输入端，所述第三放大器u3的输出端接第十七电阻r17的第一端，所述第十七电阻r17的第二端经第十八电容c18接地，所述第十七电阻r17的第二端作为两线制电阻调理电路的输出端。
[0063]
本实施例的调理对象包括三路pt
‑
100铂电阻和一路30ω至260ω电阻。在
‑
200℃至850℃温度范围内pt
‑
100阻值变化为18.52ω～390.48ω，第十三电阻r13和第十四电阻r14为导线等效电阻。激励电流设为1ma，则对应电压信号为18.52mv～390.48mv，整个信号路径的电压增益可设置为10，后续放大电路的增益为1。为提高信噪比和共模抑制比，该信号放大仅设置在调理电路这一级。
[0064]
传统两线制电阻测量的结构缺陷在于，因导线电阻而存在的固有误差无法仅仅通过调理而消除，可行的方式是测得两根导线的电阻进行修正。本实施例中将连接到第一航插的两个端子作为被测电阻(即实际测试结果为r12 r13 r14)进行四线制调理，避免引入更多的误差源(如pcb走线电阻、连接器接触电阻等)。
[0065]
第三放大器u3的型号为ad8228arz。
[0066]
如图7所示，在一些实施例中，所述三线制电阻输入调理电路包括第四放大器u4、第五放大器u5、第六放大器u6、第二航插、第十八电阻r18、第十九电阻r19、第二十电阻r20、第二十一电阻r21、第二十二电阻r22、第二十三电阻r23、第二十四电阻r24、第二十五电阻r25、第二十六电阻r26、第二十七电阻r27、第二十八电阻r28、第十九电容c19、第二十电容c20、第二十一电容c21、第二十二电容c22、第二十三电容c23、第二十四电容c24 和第二十五电容c25，所述恒流源的正输出端接第二航插的第一端子，所述恒流源的负输出端接第二航插的第二端子，所述第十八电阻r18的第一端经第十九电阻r19接第二航插的第一端子，所述第十八电阻r18的第二端经第二十电阻r20接第二航插的第二端子，所述第十八电阻r18的第一端经第二十一电阻r21接第二航插的第三端子，第四放大器u4的同相输入端经第二十二电阻r22接第二航插的第一端子，第四放大器u4的反相输入端经第二十三电阻 r23接第二航插的第二端子，第四放大器u4的同相输入端经第十九电容c19接地，第四放大器u4
的同相输入端经第二十电容c20接第四放大器的反相输入端放大器的反相输入端，第四放大器u4的反相输入端经第二十一电容c21接地，第五放大器u5的同相输入端经第二十四电阻r24接第二航插的第三端子，第五放大器u5的反相输入端经第二十五电阻r25接第二航插的第二端子，第五放大器u5的同相输入端经第二十二电容c22接地，第五放大器u5的同相输入端经第二十三电容c23接第五放大器u5的反相输入端，第五放大器u5的反相输入端经第二十四电容c24接地，第四放大器u4的输出端经第二十六电阻r26接第六放大器u6的反相输入端，第五放大器u5的输出端接第六放大器u6的同相输入端，第六放大器u6的反相输入端经第二十七电阻r27接第六放大器u6的输出端，第六放大器u6的输出端接第二十八电阻r28的第一端，第二十八电阻r28的第二端经第二十五电容c25接地，第二十八电阻r28 的第二端作为三线制电阻输入调理电路的输出端。
[0067]
本实施例的调理对象包括两种类型铂电阻：pt
‑
100和pt
‑
1000，在
‑
200℃至850℃温度范围内其阻值变化分别为18.52ω～390.48ω，185.2ω～3904.8ω。激励电流设为1ma，则对应电压信号为18.52mv～390.48mv，185.2mv～3904.8mv。对于pt
‑
1000，整个信号路径的电压增益只能设置为1，而pt
‑
100则可以有10倍增益，因此前级放大增益为1，对pt
‑
100 的信号放大在后续电路完成，比如由ad8250构成的adc缓冲级完成。
[0068]
图7中，第十八电阻r18为被测对象，第十九电阻r19、第二十电阻r20、第二十一电阻 r21为连接导线的等效电阻。对于电阻信号的测量，最大的挑战即在于如何降低导线电阻引入的误差。以标准awg 22#线为例，其铜阻约为53mω/m，20米电缆长度在两线制测量中产生约2ω电阻误差，三线制测量中该误差为1ω，而四线制测量不受导线电阻影响。
[0069]
本实施例的方案不仅可以减小导线电阻的影响，而且可以避免电路板上走线差异、板对板连接器接触电阻和接地回路引入的误差。此外，本实施例的方案可以在调理电路输入端连接emi滤波器和tvs器件而不影响测试精度，而传统三线制调理电路则对于电磁干扰和瞬态电压无能为力。
[0070]
运算放大器输出电压vo为恒流源电流is在第十八电阻r18(被测电阻)上产生的电压降，其推导过程如下：
[0071]
vo1＝v
1
‑
v1‑
＝i
s
(r18 r20)
[0072]
vo2＝v
2
‑
v2‑
＝i
s
(r18 r19 r20)
[0073]
令r26＝r27，有
[0074]
vo＝2
×
vo1
‑
vo2
[0075]
＝2
×
i
s
(r18 r20)
‑
i
s
(r18 r19 r20)
[0076]
＝i
s
r18 i
s
(r20
‑
r19)
[0077]
可以看出，输出电压误差仅仅源于两根导线电阻的不匹配程度，实际上尽管单根导线的电阻不可忽略，但导线电阻的差值则很小，这取决于导线横截面是否均匀、导线间长度是否一致。
[0078]
另一个误差源则来自器件本身的误差，如电流源精度、第二十六电阻电阻r26和第二十七电阻r27不匹配程度、仪表放大器和运算放大器失调电压等，而这一部分的误差可以通过校准来进行修正。通过选用低温漂和时漂的器件获得长期稳定的高精度测量一致性。本实施例中，第四放大器u4和第五放大器u5的型号为ad8221arz，第六放大器u6的型号为opa277ua。
[0079]
在一些实施例中，所述离散量输入信号调理电路包括地/开输入调理电路，所述地/开输入调理电路包括顺次连接的输入激励单元、第一过压保护单元和迟滞比较器；和/或，所述离散量输入信号调理电路包括12v/0v输入调理电路，所述12v/0v输入调理电路包括顺次连接的第一输入衰减单元、第二过压保护单元和迟滞比较器；和/或，所述离散量输入信号调理电路包括12v/开输入调理电路，所述12v/开输入调理电路包括顺次连接的第二输入衰减单元、第三过压保护单元和迟滞比较器。
[0080]
如图8所示，在一些实施例中，所述迟滞比较器包括比较器u7、第二十九电阻r29、第三十电阻r30、第三十一电阻r31、第三十二电阻r32、第二十六电容c26和第二十七电容c27，所述比较器u7的同相输入端经第二十九电阻r29接第二参考电压，所述比较器u7的同相输入端经第三十电阻r30接比较器u7的输出端，所述比较器u7的反相输入端接第三十一电阻 r31的第一端，所述第三十一电阻r31的第二端作为迟滞比较器的输入端，所述比较器u7的反相输入端经第二十六电容c26接地，所述比较器u7的正电源端接第一参考电压，所述比较器u7的正电源端经第二十七电容c27接地，所述比较器u7的输出端接第三十二电阻r32的第一端，所述第三十二电阻r32的第二端作为迟滞比较器的输出端。
[0081]
所述第二十九电阻r29的阻值为20kω，第三十电阻r30的阻值为47kω，第三十一电阻 r31的阻值为10kω，第三十二电阻r32的阻值为22ω，第二十六电容c26的电容值为1nf，第二十七电容c27的电容值为0.1nf，所述比较器u7的型号为ti公司的tlc3704ipw。
[0082]
比较器u7的同相输入端作为参考电压输入端，反相输入端作为di电压输入端，当v
di
大于v

时，v
do
输出低电平v
ol
；反之，当v
di
小于v

时，v
do
输出高电平v
oh
。
[0083]
令v
oh
＝4.7v，v
ol
＝0.2v，v
r
＝2.5v，r29＝20kω，r30＝47kω，根据原理图，可得：
[0084][0085]
代入参数计算可得：
[0086]
高电平阈值
[0087]
低电平阈值
[0088]
如图9所示，在一些实施例中，所述地/开(g/o)输入调理电路包括迟滞比较器、第三十三电阻r33、第三十四电阻r34、第三十五电阻r35、第三二极管d3和第四二极管d4，所述第四二极管d4为稳压二极管，所述第三二极管d3的阳极经第三十三电阻r33接第一参考电压，所述第三二极管d3的阴极接第三十四电阻r34的第一端，所述第三十四电阻r34的第一端经第三十五电阻r35(输入电阻)接地，所述第三十四电阻r34的第一端为地/开输入调理电路的输入端，所述第三十四电阻r34的第二端接迟滞比较器的输入端，所述第三十四电阻r34的第二端接第四二极管d4的阴极，所述第四二极管d4的阳极接地。
[0089]
所述第三十三电阻r33的阻值为4.7kω，第三十四电阻r34的阻值为20kω，第三二极管d3的型号为bav103，第四二极管d4的型号为mmsz5227b。
[0090]
输入激励由5vd电源通过第三十三电阻r33和第三二极管d3提供，当输入电阻接地
时，比较器输入低电平，输出高电平；反之，当输入电阻开路时，比较器输入高电平，输出低电平。
[0091]
根据图9及bav103数据手册，可知在正向电流i
f
<1ma时，bav103的正向压降v
f
大约为 0.5v。
[0092]
令r33＝4.7kω，v
f
＝0.5v，v
s
＝5v
‑
v
f
，可得：
[0093]
转可得
[0094]
代入比较器低电平阈值令v
di
＝v
thl
＝1.81v，可得r35的低电平阈值为：
[0095][0096]
代入比较器高电平阈值令v
di
＝v
thh
＝3.16v，可得r
35
的高电平阈值为：
[0097][0098]
过压保护电路由第三二极管d3、第三十四电阻r34和第四二极管d4构成，设计为地/开输入通道 50vdc输入不损坏。
[0099]
当地/开输入通道注入 50vdc故障电压时：
[0100]
第三二极管d3(其反向电压v
r
为200vdc)用于防止外部高于5v的电压对内部5vd电源造成危害；
[0101]
50vdc的v
di
电压令第四二极管d4击穿，将比较器的反相输入端电压钳位在3.6vdc左右，可保护比较器不致损坏。此时，第三十四电阻r34的功耗大约为108mw，第四二极管d4的功耗大约为8.4mw，第三十四电阻r34和第四二极管d4的功耗均在器件额定功耗范围内，并满足降额要求。
[0102]
如图10所示，在一些实施例中，所述12v/0v输入调理电路包括迟滞比较器、电流源vi、第三十六电阻r36、第三十七电阻r37和第五二极管d5，所述电流vi的负输出端接地，所述电流源vi的正输出端接第三十六电阻r36的第一端，所述第三十六电阻r36的第一端为 12v/0v输入调理电路的输入端，所述第三十六电阻r36的第二端经第三十七电阻r37接地，所述第三十六电阻r36的第二端接第五二极管d5的阴极，所述第五二极管d5的阳极接地，所述第三十六电阻r36的第二端接迟滞比较器的输入端。
[0103]
所述第三十六电阻r36和第三十七电阻r37的阻值为20kω，第五二极管d5的型号为 mmsz5227b。
[0104]
从图10可知，v
i
经过两个20kω电阻组成的串联分压网络衰减为后送入比较器反相输入端，根据前文对比较器阈值的计算可知：
[0105]
12v/0v离散量输入的低电平阈值v
ithl
＝2
×
1.81v＝3.62v；
[0106]
12v/0v离散量输入的高电平阈值v
ithh
＝2
×
3.16v＝6.32v。
[0107]
过压保护电路的原理与地/开(g/o)输入调理电路的过压保护电路一致。
[0108]
在一些实施例中，所述12v/开(12v/o)输入调理电路的电路结构与12v/0v输入调
理电路的电路结构相同。
[0109]
从图10可知：当输入开路时，比较器u7输入由20kω电阻下拉到0v左右，完成开状态检测，由于比较器u7的v
thl
为1.81v，在12vdc激励的情况下，12v/开信号源的开路电阻需要大于92.6kω；当输入为12vdc时，v
i
经过两个20kω电阻组成的串联分压网络衰减为后送入比较器u7反相输入端，完成输入高状态检测，根据前文对比较器u7阈值的计算可知： 12v/开离散量输入的高电平阈值v
ithh
＝2
×
3.16v＝6.32v。
[0110]
过压保护电路的原理与地/开(g/o)输入调理电路的过压保护电路一致。
[0111]
在一些实施例中，所述脉冲量输入信号调理电路包括燃油流量传感器信号调理电路，所述燃油流量传感器信号调理电路包括顺次连接的第一输入下拉单元、第四过压保护单元和迟滞比较器；和/或，所述脉冲量输入信号调理电路包括发动机转速传感器信号调理电路，所述发动机转速传感器信号调理电路包括顺次连接的第二输入下拉单元、第五过压保护单元和迟滞比较器。某些实施例中，所述脉冲量输入信号调理电路包括2路燃油流量传感器信号调理电路和1路发动机转速传感器信号调理电路。
[0112]
如图11所示，在一些实施例中，所述燃油流量传感器信号调理电路包括迟滞比较器、电流源vi、第三十八电阻r38、第三十九电阻r39和第六二极管d6，所述电流源vi的负输出端接地，所述电流源vi的正输出端接第三十八电阻r38的第一端，所述第三十八电阻r38的第一端为燃油流量传感器信号调理电路的输入端，所述第三十八电阻r38的第一端经第三十九电r39接地，所述第三十八电阻r38的第二端接第六二极管d6的阴极，所述第六二极管 d6的阳极接地，所述第三十八电阻r38的第二端接迟滞比较器的输入端。
[0113]
所述第三十八电阻r38的阻值为20kω，第三十九电阻r39的阻值为100kω，第六二极管d6的型号为mmsz5227b。
[0114]
燃油流量传感器输出信号为5v/0v的方波脉冲，通过测量其频率获得流量数据。从图11 可知：当输入开路时，比较器u7输入由第三十九电阻r39下拉到0v左右，避免输入浮空导致比较器工作不正常；根据前文对比较器阈值的计算可知：5v/0v脉冲量输入的高电平阈值 v
ithh
＝3.16v，低电平阈值v
ithl
＝1.81v。
[0115]
过压保护电路的原理与地/开(g/o)输入调理电路的过压保护电路一致。
[0116]
在一些实施例中，所述发动机转速传感器信号调理电路的电路结构与燃油流量传感器信号调理电路的电路结构相同，区别为本实施例中第三十九电阻r39的阻值为1kω。
[0117]
发动机转速传感器输出为脉冲信号，通过测量其频率获得转速数据。参考图11：当输入开路时，比较器u7输入由第三十九电阻r39(阻值为1kω)下拉到0v左右，避免输入浮空导致比较器工作不正常；根据前文对比较器阈值的计算可知：发动机转速传感器脉冲量输入的高电平阈值v
ithh
＝3.16v，低电平阈值v
ithl
＝1.81v。
[0118]
过压保护电路的原理与地/开(g/o)输入调理电路的过压保护电路一致。
[0119]
以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当理解本实用新型并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本实用新型的精神和范围，则都应在本实用新型所附权利要求的保护范围内。