一种基于降阶自抗扰策略的双向buck-boost变换器控制方法与流程

一种基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法
技术领域
1.本发明涉及直流变换器控制领域，尤其涉及一种基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法。


背景技术：

2.在分布式储能系统中，双向dc
‑
dc变换器作为核心组件之一，用于对储能单元输出电压的调整，有效应对风电、光伏等可再生能源出力波动、迅速补偿或者吸收功率问题。针对可再生能源应用，双向dc
‑
dc变换器的输出电压、功率大小、功率流动方向可能会频繁变化，这对双向dc
‑
dc变换器的控制性能提出了更高要求。
3.自抗扰控制(adrc)和模型预测控制(mpc)由于性能优越，在双向dc
‑
dc变换器的控制中得到了广泛应用。已有的双闭环控制方法一般是与传统pid控制器等性能较差的控制器结合使用，控制性能仍具有提升的空间。同时，采用自抗扰策略控制电压外环，控制对象阶数普遍较高，增加了控制器设计的复杂度，实现难度较大。
4.在目前的研究中，专利文献cn108736722a公开了一种基于免疫算法的双向dc
‑
dc变换器自抗扰控制方法，该方法中所述双向dc
‑
dc变换器采用电压电流双闭环控制，电流内环采用基于免疫算法的自抗扰控制器，电压外环采用pi控制器。该方法虽然可以实现因光伏输出波动性和负载不确定性造成的直流母线电压不稳问题，但并未考虑输出电压参考值突变工况，同时无法实现电感电流限幅；专利文献cn104734532b公开了一种buck
‑
boost矩阵变换器的复合控制方法及其装置，所述方法以buck
‑
boost矩阵变换器中电容电压与电感电流两状态变量为系统控制变量，通过上述对电容电压与电感电流分别构建复合控制闭环进行控制，从而调节电感电流与电容电压使其按确定的参考值变化，由此可在buck
‑
boost矩阵变换器输出端获得与其参考值高度一致的输出电压。该方法虽然可以实现对参考输出电压的准确跟踪从而有效应对其突变工况，且设置了限幅环节用以避免电感电流出现异常值，但并未考虑负载突变以及电源电压突变两种工况，同时，所述方法提供的复合控制装置中控制器较多，控制的复杂度较高，计算量较大。


技术实现要素：

5.本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本技术的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。
6.鉴于上述现有基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法存在的问题，提出了本发明。
7.因此，本发明目的是提供一种基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法，其目的在于降低自抗扰控制器的复杂度、提高双向buck
‑
boost变换器的动态响应性能。
8.为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种基于降阶自抗扰策略的双
向buck
‑
boost变换器控制方法，其特征在于：包括采样双向buck
‑
boost变换器输出电压u
c
，经外环自抗扰控制器中的扩张状态观测器后与经跟踪微分器的参考输出电压值进行比较，得到误差；所述误差经所述外环自抗扰控制器中的非线性控制律，并补偿扩张状态观测器中的外部扰动信号，得到内环电流参考值i
l_ref
；所述内环电流参考值经内环模型预测控制处理后得到pwm占空比d，进而用于驱动开关管工作。
9.作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述采用降阶策略的自抗扰控制器设计过程的步骤包括：建立双向buck
‑
boost变换器数学模型；构建占空比到电感电流的传递函数降阶表达式；构建电压外环、电流内环传递函数降阶表达式；设计非线性控制律；设计扩张状态观测器；设计跟踪微分器。
10.作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述建立双向buck
‑
boost变换器数学模型的步骤包括：采用互补导通pwm控制模式的双向buck
‑
boost变换器平均值数学模型为：
[0011][0012]
对相关变量进行小信号扰动后得到：
[0013][0014]
其中，u
c
、i
l
、u
s
、d、i
load
分别为输出电压u
c
、电感电流i
l
、输入电压u
s
、pwm占空比d、负载电流i
load
的平均值，分别为u
c
、i
l
、u
s
、d、i
load
的扰动量,l为电感值，c为电容值。
[0015]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述建立双向buck
‑
boost变换器数学模型的步骤还包括有：忽略二次及以上扰动项后得到双向buck
‑
boost变换器线性化模型为
[0016][0017]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述构建占空比到电感电流的传递函数降阶表达式的步骤包括有：对式(3)进行拉氏变换,整理后得到占空比到电感电流的传递函数：
[0018][0019]
忽略其常数项后得到一阶表达式：
[0020][0021]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种
优选方案，其中：所述构建电压外环、电流内环传递函数降阶表达式的步骤为：采用式(5)代替式(4)作为占空比到电感电流的传递函数，得到电压外环控制对象传递函数与电流内环i
l_ref
到i
l
的闭环传递函数降阶表达式分别为：
[0022][0023][0024]
式中f
s
为控制频率，t
s
为控制周期。
[0025]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述设计非线性控制律的步骤包括有：通过式(8)反馈函数获得非线性控制率
[0026][0027]
式(8)中，u0、r
n
、h1、c分别为非线性控制输出量、增益、快速因子和阻尼因子，v1、v2为二阶跟踪微分器的输出量，z1、z2为三阶扩张状态观测器的输出量；
[0028]
式(8)中，通常选取h1大于h：
[0029]
h1＝5h＝5t
s
＝0.25ms
ꢀꢀ
(9)
[0030]
所述增益r
n
和阻尼因子c根据仿真测算分别选取为：
[0031][0032]
c＝0.5
ꢀꢀ
(11)。
[0033]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述设计扩张状态观测器的步骤包括有：采用三阶线性扩张状态观测器估算控制对象的状态量，即：
[0034][0035]
式(12)中，b为控制对象中的控制量放大系数，β
01
、β
02
、β
03
为增益系数，z1、z2、z3为观测器的输出量，y为被观测量的实际值；
[0036]
周期h与t
s
保持一致，降阶后电压外环控制对象的控制量放大系数为：
[0037]
b0＝u
s
f
s
/(cu
c
)
ꢀꢀ
(13)
[0038]
令u
s
为96v、u
c
为250v，b0代替b为：
[0039][0040]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：所述设计跟踪微分器的步骤有：二阶跟踪微分器采用最速反馈函数式，即：
[0041][0042]
式(15)中，v为跟踪微分器的输入，v1、v2为跟踪微分器的输出量，r
t
为跟踪微分器的加速因子，h0为跟踪微分器的滤波因子，h为周期；滤波因子用于滤除输入噪声，通过将滤波因子h0替换成控制周期h并与t
s
保持一致；
[0043]
跟踪微分器的加速因子与过渡过程时间h0有关，即：
[0044][0045]
结合实际过渡过程的时间需求与仿真测算，选取过渡过程时间t0为加速因子相应取值为：
[0046][0047]
作为本发明所述基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的一种优选方案，其中：还包括有s4：下一工作周期检测双向buck
‑
boost变换器输出电压与电流是否满足指令要求和功率分配要求，若此时不满足则返回s1，重复步骤s1～s4，直至满足所述指令要求和功率分配。
[0048]
本发明的有益效果：
[0049]
根据本发明提供的基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法，在对双向buck
‑
boost变换器进行控制时，通过在高频段对控制对象进行降阶简化，降低了自抗扰控制器的复杂度；本发明提供的基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法，在对双向buck
‑
boost变换器进行控制时采用adrc mpc双闭环结构，相对于pi mpc控制策略，具有响应速度快、调整过程超调量及波动幅值小的特点，显著提高了双向buck
‑
boost变换器的动态响应性能。
附图说明
[0050]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
[0051]
图1为本发明基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的双向buck
‑
boost变换器adrc mpc控制原理图。
[0052]
图2为本发明基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法的流程图。
[0053]
图3为本发明中降阶策略的自抗扰控制器设计过程的流程图
[0054]
图4为应用本发明提供方法的双向buck
‑
boost变换器拓扑结构图。
[0055]
图5为实施例中自抗扰降阶控制策略应用前后占空比到电感电流的传递函数频率响应对比图。
[0056]
图6为实施例中双向buck
‑
boost变换器电流内环控制策略原理图。
[0057]
图7为实施例中电感电流参考值突变时电流内环仿真结果图。
[0058]
图8为实施例中输出电压参考值突变时本方法adrc mpc对比pi mpc控制策略仿真结果图。
[0059]
图9为实施例中负载突变时本方法adrc mpc对比pi mpc控制策略仿真结果图。
[0060]
图10为实施例中输入电压突变时本方法adrc mpc对比pi mpc控制策略仿真结果图。
具体实施方式
[0061]
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
[0062]
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
[0063]
其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
[0064]
再其次，本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。
[0065]
实施例1
[0066]
参照图1～4，为本发明第一个实施例，提供了一种基于降阶自抗扰策略的双向buck
‑
boost变换器控制方法，此方法包括：
[0067]
s1：采样双向buck
‑
boost变换器输出电压u
c
，经外环自抗扰控制器中的扩张状态观测器后与经跟踪微分器的参考输出电压值进行比较，得到误差；
[0068]
s2：误差经外环自抗扰控制器中的非线性控制律，并补偿扩张状态观测器中的外部扰动信号，得到内环电流参考值i
l_ref
；
[0069]
s3：内环电流参考值经内环模型预测控制处理后得到pwm占空比d，进而用于驱动开关管工作；
[0070]
s4：下一工作周期检测双向buck
‑
boost变换器输出电压与电流是否满足指令要求和功率分配要求，若此时不满足则返回s1，重复步骤s1～s3。
[0071]
其中，用降阶策略的自抗扰控制器设计过程的步骤包括：
[0072]
s11：建立双向buck
‑
boost变换器数学模型；
[0073]
s12：构建占空比到电感电流的传递函数降阶表达式；
[0074]
s13：构建电压外环、电流内环传递函数降阶表达式；
[0075]
s14：设计非线性控制律；
[0076]
s15：扩张状态观测器；
[0077]
s16：跟踪微分器。
[0078]
进一步的，s11建立双向buck
‑
boost变换器数学模型的步骤包括：采用互补导通pwm控制模式的双向buck
‑
boost变换器平均值数学模型为：
[0079][0080]
对相关变量进行小信号扰动后得到：
[0081][0082]
其中，u
c
、i
l
、u
s
、d、i
load
分别为输出电压u
c
、电感电流i
l
、输入电压u
s
、pwm占空比d、负载电流i
load
的平均值，分别为u
c
、i
l
、u
s
、d、i
load
的扰动量,l为电感值，c为电容值。
[0083]
具体的，双向buck
‑
boost变换器拓扑结构图如图4所示，设输入电压u
s
为96v，输入电感l为10mh，输出电容c为500μf，控制频率f
s
为20khz，控制周期t
s
为0.05ms,规定电感电流限幅于
±
15a区间。
[0084]
实施例2
[0085]
参照图2～5，为本发明的第二个实施例，该实施例不同于第一个实施例的是：建立双向buck
‑
boost变换器数学模型的步骤还包括有：忽略二次及以上扰动项后得到双向buck
‑
boost变换器线性化模型为
[0086][0087]
相较于实施例1，进一步的，s12构建占空比到电感电流的传递函数降阶表达式的步骤包括有：对式(3)进行拉氏变换,整理后得到占空比到电感电流的传递函数：
[0088][0089]
忽略其常数项后得到一阶表达式：
[0090][0091]
其降阶前后频率响应对比图如图5所示。
[0092]
实施例3
[0093]
参照图1和7～10，为本发明的第三个实施例，该实施例不同于第二个实施例的是：s13构建电压外环、电流内环传递函数降阶表达式的步骤为：采用式(5)代替式(4)作为占空比到电感电流的传递函数，得到电压外环控制对象传递函数与电流内环i
l_ref
到i
l
的闭环传递函数降阶表达式分别为：
[0094][0095][0096]
式中f
s
为控制频率，t
s
为控制周期，其中电流内环控制原理图如图6所示。
[0097]
当电感电流参考值il
_ref
发生突变时，i
l
能够在约0.2ms内迅速调整到给定值；当电压参考值u
c_ref
(初始值设定为250v)在0.1s与0.2s分别调整为270v与230v时，u
c
均能在约30ms内调整到新的设定值；当负载r(初始值设定为200ω)在0.1s时突变为250ω，u
c
经过短暂波动后约20ms内可重新稳定保持在250v，最大波动幅值约1v；当电源电压u
s
(初始值设定为96v)，在0.1s与0.2s分别调整为126v与106v时，u
c
均能在20ms内重新稳定。
[0098]
相较于实施例2，进一步的，s14设计非线性控制律的步骤包括有：通过式(8)反馈函数获得非线性控制率
[0099][0100]
式中，u0、r
n
、h1、c分别为非线性控制输出量、增益、快速因子和阻尼因子，v1、v2为二阶跟踪微分器的输出量，z1、z2为三阶扩张状态观测器的输出量；式中，通常选取h1大于h：
[0101]
h1＝5h＝5t
s
＝0.25ms
ꢀꢀ
(9)，
[0102]
增益r
n
和阻尼因子c根据仿真测算分别选取为：
[0103][0104]
c＝0.5
ꢀꢀ
(11)。
[0105]
更进一步的，s15扩张状态观测器的步骤包括有：采用三阶线性扩张状态观测器估算控制对象的状态量，即：
[0106][0107]
式(12)中，b为控制对象中的控制量放大系数，β
01
、β
02
、β
03
为增益系数，z1、z2、z3为观测器的输出量，y为被观测量的实际值；周期h与t
s
保持一致，降阶后电压外环控制对象的控制量放大系数为：
[0108]
b0＝u
s
f
s
/(cu
c
)
ꢀꢀ
(13)，
[0109]
令u
s
为96v、u
c
为250v，b0代替b为：
[0110][0111]
s16跟踪微分器的步骤有：二阶跟踪微分器采用最速反馈函数式，即：
[0112][0113]
式(15)中，v为跟踪微分器的输入，v1、v2为跟踪微分器的输出量，r
t
为跟踪微分器的加速因子，h0为跟踪微分器的滤波因子，h为周期；滤波因子用于滤除输入噪声，通过将滤波因子h0替换成控制周期h并与t
s
保持一致；跟踪微分器的加速因子与过渡过程时间h0有关，即：
[0114][0115]
结合实际过渡过程的时间需求与仿真测算，选取过渡过程时间t0为加速因子相应取值为：
[0116][0117]
其余结构与实施例2的结构相同。
[0118]
具体的，电感电流参考值在0.2ms与0.4ms突变时仿真所得波形如图7所示，输出电压参考值在0.1ms与0.2ms突变时仿真所得波形如图8所示，负载在0.1ms与0.2ms突变时仿真所得波形如图9所示，输入电压在0.1ms与0.2ms突变时仿真所得波形如图10所示。
[0119]
应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。