一种用于输入串联结构的均压电容调节器及其控制方法与流程

1.本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种用于输入串联结构的均压电容调节器及其控制方法。


背景技术：

2.在大功率高压输入低压输出的工业配电网、新能源发电、海底观测网供电系统以及电气化铁路场合中，高压直流变换器是实现功率传输的关键设备之一。受限于功率开关器件的电压应力，单个变换器难以承受输入高压。在这种场合中常用的直流变换器采用输入串联输出并联结构。输入串联输出并联直流变换器采用多个子模块在输入端串联，在输出端并联而成。其中，子模块中的取能及驱动电路往往采用自取能方式在通过辅助电源在输入端的均压电容上取电。虽然自取能方式简单经济，但是自取能方式存在如下问题：1)故障的子模块旁路困难，旁路瞬时将产生极大的电容放电电流，不利于故障快速清除。2)由于通信故障或子模块自行旁路等状况导致辅助电源掉电，子模块控制器无法向主控制器发送子模块状态信息。3)由于控制旁路开关的驱动掉电，可能会导致旁路开关再次闭合，投入故障子模块。4)在启动时，由于辅助电源具有恒功率源性质，使得均压电容电压发散。
3.如果不采用自取能方式则需要采用外供电的取能方式。采用外供电的取能方式需要高绝缘(绝缘要求高)的辅助电源，高绝缘的辅助电源没有成熟的商业产品，订制价格高昂，为了确保外供电的取能方式的可靠性，往往需要额外配置不间断电源，进一步提升了取能成本。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种用于输入串联结构的均压电容调节器及其控制方法，无需高绝缘的辅助电源，解决在自取能时旁路冲击电流过大，均压电容掉电后子模块控制器无法向主控制器发送子模块状态信息，均压电容掉电后旁路开关误动作，以及启动时均压电容电压发散的问题。
5.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种用于输入串联结构的均压电容调节器，包括多个均压电容，相邻两个均压电容之间通过均压单元连接；所述均压单元包括至少两个串联均压调节器；第一均压单元的第一串联均压调节器包括依次连接的第一逆变电路、第一谐振电路、第一高频变压器和第一整流电路；第一均压单元的第二串联均压调节器包括依次连接的第二整流电路、第二高频变压器、第二谐振电路和第二逆变电路；所述第一整流电路与第二逆变电路连接；所述第二整流电路与所述第一逆变电路连接；所述第一逆变电路、第二整流电路分别与第一均压电容两端连接；所述第一整流电路、第二逆变电路一端分别与第二均压电容两端连接；第二均压单元的第一逆变电路、第二整流电路分别与第二均压电容两端连接；第二均压单元的第一整流电路、第二逆变电路分别与第三均压电容两端连接；依此类推。
6.本发明将多个均压电容调节器分别连接在相邻的均压电容之间，使得相邻两个均
压电容电压得到均衡，子模块输入均压电容不会随着子模块的旁路而掉电，从而解决了自取能方式由于通信故障或子模块自行旁路等状况导致辅助电源掉电，子模块控制器无法向主控制器发送子模块状态信息的问题；在子模块需要旁路时，可以直接闭合旁路开关而不会有冲击电流；在旁路之后也不会导致旁路开关再次闭合，将故障子模块投入；也解决了启动时的辅助电源使均压电容电压发散的潜在风险；本发明的均压电容调节器(即串联均压调节器)中没有使用高绝缘的辅助电源，而且采用均压电容调节器的自行冗余备份代替了外供电的取能方式中额外配置的不间断电源，降低取能成本。为了进一步降低取能成本，所述均压单元中的逆变电路为不对称半桥电路、对称半桥电路或全桥电路。
7.所述均压单元中的高频变压器为降压变压器，变比为1:n，n<1。n取0.8～0.9。
8.对于任一串联均压调节器，其整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管；其中第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管依次串联；所述第一二极管阳极与高频变压器副边绕组的一端相连接，所述第四二极管的阴极与高频变压器副边绕组的另一端相连接。
9.本发明还提供了一种上述均压电容调节器的控制方法，该方法包括：当相邻两个均压电容，即第i均压电容与第i 1均压电容之间的两个串联均压调节器的输入电压均高于阈值n时，两个串联均压调节器均不工作；当第一串联均压调节器的输入电压低于阈值n时，第一串联均压调节器开始工作，能量从第i 1均压电容转移到第i均压电容；当第二串联均压调节器的输入电压低于阈值n时，第二串联均压调节器开始工作，能量从第i均压电容转移到第i 1均压电容。
10.阈值n为串联均压调节器输入电压的n倍。
11.与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明将多个均压电容调节器分别连接在相邻的均压电容之间，使得相邻两个均压电容电压得到均衡，子模块输入均压电容不会随着子模块的旁路而掉电，从而解决了自取能方式由于通信故障或子模块自行旁路等状况导致辅助电源掉电，子模块控制器无法向主控制器发送子模块状态信息的问题；在子模块需要旁路时，可以直接闭合旁路开关而不会有冲击电流；在旁路之后也不会导致旁路开关再次闭合，将故障子模块投入；也解决了启动时的辅助电源使均压电容电压发散的潜在风险。相比于外供电取能方式，均压电容调节器不需要高绝缘变压器，价格相对便宜，且由于均压电容调节器可以直接冗余备份而无需额外配置不间断电源，降低了取能的成本。
附图说明
12.图1是本发明拓扑整体结构图；
13.图2是本发明拓扑的逆变电路；
14.图3(a)和图3(b)是本发明拓扑结构中的高频变压器；图3(a)为不带中心抽头的高频变压器，图3(b)为带中心抽头的高频变压器；
15.图4是本发明拓扑结构中的谐振电路；
16.图5(a)～图5(d)是以两个子模块和两个均压电容调节器为例，具体实施方案电路图；
17.图5(a)为串联均压调节器m1和m2输入电压均高于阈值，串联均压调节器m1和m2均
不工作时的实施方案；
18.图5(b)为串联均压调节器m1输入电压低于阈值后，均压电容c2通过串联均压调节器m1向均压电容c1传递能量的实施方案；
19.图5(c)为串联均压调节器m2输入电压低于阈值后，均压电容c1通过串联均压调节器m2向均压电容c2传递能量的实施方案；
20.图5(d)为输入均压电容c1旁路后均压电容c2通过串联均压调节器m1向均压电容c1传递能量的实施方案；
21.图6为基于图1连接方式增加至n个子模块的实施方案；
22.图7(a)～图7(e)为图5所示的两个子模块与两个串联电压调节器m1和m2的仿真波形；
23.图7(a)中，两个辅助电源a1和a2的功率均设置为10w；
24.图7(b)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为12.5w和10w；
25.图7(c)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为20w和10w；
26.图7(d)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为10w和20w；
27.图7(e)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为10w和0w。
具体实施方式
28.下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。本发明提出一种用于输入串联结构的均压电容调节器及其控制方法。如图1所示，其包括：逆变电路、谐振电路、高频变压器以及整流电路。其中，逆变电路的输入端连接在一个均压电容两端，整流电路的输出端连接在与之相邻的均压电容两端。
29.本发明特别之处在于通过均压电容调节器，使得相邻两个均压电容电压得到均衡；在子模块需要旁路时，可以直接闭合旁路开关而不会有冲击电流；在旁路开关闭合后，子模块控制器始终能向主控制器发送状态信息，大幅提高了系统的可靠性。
30.图1所示的逆变电路如图2所示，逆变电路可以是不对称半桥电路、对称半桥电路或者是全桥电路等。不对称半桥电路包括两个功率开关管，逆变端口ab输出为直流偏至为v
in
/2，幅值为v
in
的方波电压。对称半桥电路包括两个功率开关管和两个直流分压电容，逆变端口ab输出为无直流偏至，幅值为v
in
的方波电压。全桥电路包括四个功率开关管，逆变端口ab输出为无直流偏至，幅值为2v
in
的方波电压。所述功率开关管可以是igbt、gtr、gto、mosfet等半导体电子开关。
31.图1所示的高频变压器如图3(a)和图3(b)所示，高频变压器可以带中心抽头也可以不带中心抽头。不带中心抽头的高频变压器如图3(a)所示，带中心抽头的高频变压器如图3(b)所示。
32.图1所示的谐振电路如图4所示。所述谐振电路包括串联连接的谐振电感以及谐振电容。
33.基于图1，以两个子模块和两个均压电容调节器为例，具体实施方案如下所示：
34.图5(a)为串联均压调节器m1和m2输入电压均高于阈值，串联均压调节器m1和m2均不工作时的实施方案；
35.图5(b)为串联均压调节器m1输入电压低于阈值后，均压电容c2通过串联均压调节
器m1向均压电容c1传递能量的实施方案；
36.图5(c)为串联均压调节器m2输入电压低于阈值后，均压电容c1通过串联均压调节器m2向均压电容c2传递能量的实施方案；
37.图5(d)为输入均压电容c1旁路后均压电容c2通过串联均压调节器m1向均压电容c1传递能量的实施方案；
38.图6为基于图1连接方式增加至n个子模块的实施方案；
39.除图2
‑
6实施方案外，其他使用图1连接方式的实施方案也在本发明保护范围内。
40.这里以图5(a)～图5(d)所示的两个子模块与两个串联电压调节器m1和m2为例，介绍本发明工作原理：输入均压电容c1与防反二极管d1串联后再与旁路开关s1并联；输入均压电容c2与防反二极管d2串联后再与旁路开关s2并联。两个旁路开关s1与s2串联连接。串联电压调节器m1的输入端与输入均压电容c2相连，输出端与均压电容c1相连；串联电压调节器m2的输入端与输入均压电容c1相连，输出端与均压电容c2相连。串联电压调节器m1和m2中的逆变电路均采用四个功率开关管组成全桥电路。串联电压调节器m1和m2中的两个谐振电路结构相同，均由谐振电感l
r
和谐振电容c
r
串联连接而成。高频变压器采用不带中心抽头的结构，变比为1:0.9。整流电路均采用全桥整流结构。
41.图7(a)～图7(e)为图5所示的两个子模块与两个串联电压调节器m1和m2的仿真波形，仿真参数设计如下：
42.输入电压v
in
＝200v，输入均压电容c1与c2的容值大小为220μf，串联均压调节器m1和m2中的谐振电感为l
r
＝7.5μh，谐振电容为c
r
＝342nf。高频变压器变比为1:0.9，励磁电感为l
m
＝4mh。m1和m2中流过谐振电感的谐振电流记为i
r1
和i
r2
，谐振电容上的电压记为v
r1
和v
r2
，输出电流分别记为i
o1
和i
o2
。辅助电源a1和a2的功率可以为0w(辅助电源不工作)，10w，12.5w或者20w。串联均压调节器m1和m2中的功率开关管开关频率为100khz，占空比为0.5，开环控制。
43.在图7(a)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为10w，此时输入均压电容c1的电压v
in1
与输入均压电容c2的电压v
in2
均为100v，串联均压调节器m1和m2均不工作，谐振电流i
r1
和i
r2
均为幅值为0.15a的三角波，谐振电压v
r1
和v
r2
为1.5v正弦波，输出电流i
o1
和i
o2
均为0。
44.在图7(b)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为12.5w和10w，此时输入均压电容c1的电压v
in1
与输入均压电容c2的电压v
in2
分别为105.5v和94.5v，串联均压调节器m1工作m2不工作，将能量从输入均压电容c2的能量转移至输入均压电容c1，输出电流i
o2
的峰值为0.2a。能量转移的速度为两个辅助电源a1和a2的功率差2.5w。
45.在图7(c)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为20w和10w，此时输入均压电容c1的电压v
in1
与输入均压电容c2的电压v
in2
分别为105.5v和94.5v，串联均压调节器m1工作m2不工作，将能量从输入均压电容c2的能量转移至输入均压电容c1，输出电流i
o2
的峰值为0.8a。能量转移的速度为两个辅助电源a1和a2的功率差10w。
46.在图7(d)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为10w和20w，此时输入均压电容c1的电压v
in1
与输入均压电容c2的电压v
in2
分别为94.5v和105.5v，串联均压调节器m2工作m1不工作，将能量从输入均压电容c1的能量转移至输入均压电容c2，输出电流i
o1
的峰值为0.8a。能量转移的速度为两个辅助电源a1和a2的功率差10w。
47.在图7(e)中，两个辅助电源a1和a2的功率分别设置为10w和0w，此时输入均压电容c1的电压v
in1
与输入均压电容c2的电压v
in2
分别为105.5v和94.5v，串联均压调节器m1工作m2不工作，将能量从输入均压电容c2的能量转移至输入均压电容c1，输出电流i
o2
的峰值为0.8a。能量转移的速度为两个辅助电源a1和a2的功率差10w。
48.从图7(a)～图7(e)的仿真结果可以看出，在两个辅助电源a1和a2的功率相同时，两个输入均压电容电压自然平衡，串联均压调节器m1和m2均不工作。在两个辅助电源a1和a2的功率不同，两个输入均压电容电压开始有偏差，当串联均压调节器m1或m2电压达到阈值时串联均压调节器m1或m2开始工作，最终稳定时两个输入电容电压虽然存在小幅稳态误差，稳态误差值与高频变压器的变比相关，变比越接近于1，稳态误差越小。