直流变换电路的制作方法

1.本公开涉及电路控制技术，尤其涉及一种直流变换电路。


背景技术：

2.目前，辅助电源系统作为整个地铁列车的重要电气系统之一，其核心设备辅助逆变电路和蓄电池充电机，承担着为客室空调、照明、冷却风机、空气压缩机、乘客信息及视频监控系统、车载无线通讯设备、车载信号设备、蓄电池(充电)等供电的任务。
3.现有技术中地铁列车辅助逆变电路采用工频辅助方案，即直流接触网电压经输入滤波器、电容充放电电路送入igbt逆变电路，经输出滤波器滤波，工频变压器降压转换为380v的三相交流电，50hz准正弦波，向负载设备供电。
4.但是，工频辅助方案由于采用工频变压器，变压器、电抗器的体积大，重量重，导致辅助电源设备的重量和体积较大。且逆变电路采用3300v电压等级igbt，使得辅助电源系统的整体功率损耗大。


技术实现要素：

5.本公开提供了一种直流变换电路，以解决现有技术中工频辅助方案由于采用工频变压器，变压器、电抗器的体积大，重量重，导致辅助电源设备的重量和体积较大；且逆变电路采用3300v电压等级igbt，使得辅助电源系统的整体功率损耗大的问题。
6.根据本技术第一方面，提供了一种直流变换电路，包括：第一升压电路、第二升压电路、第一谐振电路、第二谐振电路、控制模块；
7.第一升压电路与第二升压电路串联，第一升压电路与直流电源的第一端连接，第二升压电路与直流电源的第二端连接；控制模块与第一升压电路中的第一晶体管、第二升压电路中的第二晶体管分别连接，控制模块用于控制第一晶体管、第二晶体管的开关状态；第一谐振电路与第一升压电路的输出端连接，第二谐振电路与第二升压电路的输出端连接；第一谐振电路与第二谐振电路分别与输出电路连接，通过输出电路输出对直流电源进行变换后的电能。
8.本公开提供的直流变换电路，包括：第一升压电路、第二升压电路、第一谐振电路、第二谐振电路、控制模块；第一升压电路与第二升压电路串联，第一升压电路与直流电源的第一端连接，第二升压电路与直流电源的第二端连接；控制模块与第一升压电路中的第一晶体管、第二升压电路中的第二晶体管分别连接，控制模块用于控制第一晶体管、第二晶体管的开关状态；第一谐振电路与第一升压电路的输出端连接，第二谐振电路与第二升压电路的输出端连接；第一谐振电路与第二谐振电路分别与输出电路连接，通过输出电路输出对直流电源进行变换后的电能。本公开提供的直流变换电路中，使用高频隔离变压器，使得变压器、电抗器的体积和重量减小，致使辅助电源设备的重量和体积减小；逆变电路采用低电压等级igbt及软开关技术，使得辅助电源系统的整体功率损耗减小。
附图说明
9.图1为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图；
10.图2为本技术第二示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图；
11.图3(a)为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的控制过程示意图；
12.图3(b)为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的控制示意框图；
13.图4为本技术第三示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图；
14.图5为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的逆变电路示意图；
15.图6为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的电感
‑
电感
‑
电容谐振电路示意图；
16.图7为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的整流桥电路示意图；
17.图8为本技术第四示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图。
具体实施方式
18.辅助电源系统作为整个地铁列车的重要电气系统之一，其核心设备辅助逆变电路和蓄电池充电机，承担着为客室空调、照明、冷却风机、空气压缩机、乘客信息及视频监控系统、车载无线通讯设备、车载信号设备、蓄电池(充电)等供电的任务。目前，地铁列车辅助逆变电路采用工频辅助方案，即直流接触网电压经输入滤波器、电容充放电电路送入igbt逆变电路，经输出滤波器滤波，工频变压器降压转换为380v的三相交流电，50hz准正弦波，向负载设备供电。
19.但是，工频辅助方案由于采用50hz的工频变压器，其变压器、电抗器的体积大，重量重，导致辅助电源设备的重量和体积较大。且逆变电路采用3300v电压等级igbt，使得辅助电源系统的整体功率损耗大。
20.为了解决上述技术问题，本技术提供的方案中包括一种直流变换电路，采用两级电路结构，第一级采用串联电路结构，从而将输入电源电压分到串联的各个电路中，从而降低与输入电源直连的电路所需承担的电压，进而可以降低第一级电路结构中采用的晶体管的耐压等级。同时，由于采用了分压的方式，使得输入到第二级的谐振电路中的电压值也降低了，进而还可以降低第二级电路结构中采用的晶体管的耐压等级。从而能够从整体降低晶体管上产生的能源损耗。第二级输出采用并联的电路结构，能够将各个电路的输出电压传输到输出电路中，进而得到将直流输入电源转换后的电能。
21.图1为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图。
22.如图1所示，本实施例提供的直流变换电路的结构包括：第一升压电路11、第二升压电路12、第一谐振电路13、第二谐振电路14、控制模块15。
23.第一升压电路11和第二升压电路12串联连接，第一升压电路11与直流电源一端连接，第二升压电路12与直流电源另一端连接。
24.具体的，第一升压电路11和第二升压电路12串联连接，并耦合于直流电源的正负极之间，能够对直流电源的输入电压进行分压。从而降低第一升压电路11和第二升压电路12所需承担的电压等级。电路承担的电压等级降低以后，就可以在第一升压电路11和第二
升压电路12中设置耐压等级较低的晶体管，进而降低晶体管的功率损耗，从而能够从整体上降低辅助电源系统的功率损耗。
25.进一步的，第一升压电路11和第二升压电路12中设置有晶体管，第一升压电路中设置有第一晶体管，第二升压电路中设置有第二晶体管。
26.实际应用时，控制模块15可以与第一升压电路11中的第一晶体管、第二升压电路12中的第二晶体管分别连接，控制模块15用于控制第一晶体管、第二晶体管的开关状态。
27.通过控制第一晶体管和第二晶体管的开关状态，能够将第一升压电路11和第二升压电路12输入的电压进行升压处理。比如，直流输入电压的电压为直流1500v，若设置有两个升压电路，则每个升压电路输入端上的电压为750v，经升压电路升压处理后每个升压电路输出直流1150v的电能。
28.其中第一晶体管和第二晶体管是结构相同的，由绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，igbt)和二极管反向并联组成。igbt属于电路中的开关器件。
29.具体的，控制模块采集、分析电路中的相关电流、电压值，并生成用于驱动第一晶体管的第一信号，以及第二晶体管的第二信号，从而驱动第一晶体管和第二晶体管。第一信号和第二信号可以是占空比的形式，由此可以通过占空比对第一晶体管和第二晶体管进行控制。控制模块例如可以是pwm控制器，或者可以实现为数字控制器，如微控制器和/或数字信号处理器等。
30.这种设置方式中，若输入直流变换电路的直流电源电压在宽范围内波动时，可以通过控制模块调节第一晶体管和第二晶体管的占空比，进而调节第一升压电路和第二声压电路的输出电压，以满足适应电压波动的要求。
31.在直流变换电路中，第一谐振电路13与第一升压电路11的输出端连接，第二谐振电路14与第二升压电路12的输出端连接。通过并联的第一谐振电路13、与第二谐振电路14，可以将第一升压电路11与第二升压电路12输出的电能传输到输出电路中。
32.具体的，升压电路把直流电源输入的在宽范围波动的电压变换为稳定的直流电压，并把输出的稳定的直流电压作为谐振电路的输入。
33.比如，实际应用中针对地铁车辆辅助直流电源的额定输入电压为dc1500v，直流电压输入电压范围为dc1000v～dc2000v。直流电源输入串联的第一升压电路11和第二升压电路12，每个升压电路上的电压值为直流输入电压值的一半；升压电路对输入的直流电压处理后得到一个稳定的输出电压，比如每个升压电路的输出电压可以设置为dc1150v。选择dc1150v是因为升压电路的输出比输入电压高，再者是为了后级谐振电路中开关器件的耐压等级考虑。
34.第一谐振电路13与第二谐振电路14分别与输出电路连接，通过输出电路输出对直流电源进行变换后的电能。
35.具体的，第一谐振电路与第二谐振电路并联连接到输出电路中，进而可以将第一升压电路和第二升压电路输出的电能传输到输出电路中。比如可以设定第一谐振电路与第二谐振电路的输出电压都为dc700v。输出电路的输出电压也是dc700v。
36.在实际应用中，针对地铁车辆辅助电源系统，可以通过此输出电路输出的700v直流电给后级的直流
‑
交流逆变电路供电，再经输出滤波器滤波，转换为380v的三相交流电，50hz的准正弦波，向负载设备供电。
37.本技术提供的直流变换电路，包括：第一升压电路、第二升压电路、第一谐振电路、第二谐振电路、控制模块；第一升压电路与第二升压电路串联，第一升压电路与直流电源的第一端连接，第二升压电路与直流电源的第二端连接；控制模块与第一升压电路中的第一晶体管、第二升压电路中的第二晶体管分别连接，控制模块用于控制第一晶体管、第二晶体管的开关状态；第一谐振电路与第一升压电路的输出端连接，第二谐振电路与第二升压电路的输出端连接；第一谐振电路与第二谐振电路分别与输出电路连接，通过输出电路输出对直流电源进行变换后的电能。本技术提供的直流变换电路采用两级电路结构，双升压电路和双谐振电路串入并出的电路拓扑结构，第一级为串联的两个升压电路，每个升压电路输出给一个谐振电路，两个谐振电路并联并与输出电路连接，通过输出电路输出对直流电源进行变换后的电能。串联的两个升压电路将输入电源电压分到串联的各个电路中，从而降低与输入电源直连的电路所需承担的电压，进而可以降低电路结构中采用的晶体管的耐压等级，使得辅助电源系统的整体功率损耗降低。
38.一种可选的实施方式中，图1中的第一升压电路11、第二升压电路12为结构相同的升压斩波电路。升压斩波电路也称为boost升压电路。升压斩波电路是六种基本斩波电路之一，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。主要应用于直流电动机传动、单相功率因数校正电路及其他交直流电源中。
39.图2为本技术第二示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图。
40.如图2所示，本实施例提供的直流变换电路中，第一升压电路11、第二升压电路12的结构相同，具体可以为升压斩波电路，升压斩波电路具体包括：电感21、滤波电容22、储能电容23、晶体管24、二极管25；滤波电容22的第一端与电感21的第一端连接，电感21的第二端与晶体管24的第一端、二极管25的第一端分别连接，二极管25的第二端与储能电容23的第一端连接；滤波电容22的第二端、晶体管24的第二端、储能电容23的第二端连接。
41.需要说明的是，由于第一升压电路11、第二升压电路12中包括的电路元件相同，因此使用了相同的附图标号进行表示，比如，第一升压电路11、第二升压电路12中分别设置有电感，两个升压电路中的电感均使用了标号21，这并不代表两个升压电路共用该电感21。
42.其中，两个升压斩波电路中的两个滤波电容22串联连接于直流电源的正负极之间。即每个滤波电容上的电压值，即为其所属升压斩波电路的电压值。
43.具体的，针对每个升压斩波电路，当晶体管24导通时，直流电源、第一升压电路11中的电感21、第一升压电路11中的晶体管24、第二升压电路12中的电感21、第二升压电路12中的晶体管24形成回路，使得直流电源对两个升压电路中的电感21充电。比如，若升压斩波电路的输入电压为750v，则基于该750v的直流电对电感21充电，把能量储存在电感21中。
44.当晶体管24截止关断时，直流电源、第一升压电路11中的电感21、第一升压电路11中的二极管25、第一升压电路11中的储能电容23、第二升压电路12中的电感21、第二升压电路12中的二极管25、第二升压电路12中的储能电容23形成回路。两个升压电路中的电感21均能够产生反向感应电压。
45.同时，由于二极管25的导通方向为电感21到储能电容23的方向，因此，当电感21产生反向感应电压时，二极管25导通，从而电感21产生的反向感应电压能够存储到储能电容23中。
46.储能电容23上的电能输出给下级的谐振电路，且要保证输出给下级谐振电路的电
压保持为定值。通过调整晶体管24的占空比，能够控制电感21向后端传递电能时的电流值，进而控制电感21向储能电容23中传输的能量，从而可以保证储能电容23输出给下级谐振电路的电压为定值。
47.一种可选的实施方式中，升压斩波电路将输入电压升压斩波稳压输出电压为dc1150v，并把其输出作为下级电路谐振电路的输入。具体将两个升压电路的输出电压分别作为第一谐振电路13、第二谐振电路14的输入。
48.图3(a)为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的控制过程示意图。
49.如图3(a)所示，本实施例提供的直流变换电路中，第一升压电路中包括第一电感、第一滤波电容，第二升压电路中包括第二电感、第二滤波电容。
50.比如，可以参见图2，在第一升压电路11中设置有第一电感21、第一滤波电容22，在第二升压电路12中设置有第二电感21、第二滤波电容22。
51.其中，控制模块可以与第一滤波电容连接，用于采集第一滤波电容的第一电压，控制模块可以与第二滤波电容连接，用于采集第二滤波电容的第二电压。第一滤波电容的电压为第一升压电路的输入电压，第二滤波电容的电压为第二升压电路的输入电压。因此，控制模块能够采集到第一升压电路以及第二升压电路的输入电压值。
52.控制模块还可以与第一电感连接，采集第一电感的第一实际电流，控制模块还可以与第二电感连接，采集第二电感的第二实际电流。其中，第一电感上的电流为第一升压电路中的电流值，第二电感上的电路为第二升压电路中的电流值。因此，控制模块能够采集到第一升压电路以及第二升压电路中的电流值。
53.其中，控制模块还可以与输出电路连接，从而采集输出电路中变换后的电能的输出电压。
54.具体的，可以通过传感器采集以上的电压、电流值，并把采集到的数据传输给控制模块。
55.控制模块可以根据第一电压、第二电压、第一实际电流、第二实际电流、输出电压、参考电压，确定第一晶体管的第一占空比，以及第二晶体管的第二占空比。
56.可以基于现有技术中已有的闭环控制逻辑设置控制模块，使其能够基于采集的数据调整第一晶体管和第二晶体管的占空比。
57.其中，参考电压是预设的电压值，可以是理想状态下通过直流变换电路变换后的输出电压。例如，参考电压可以为dc700v。
58.控制模块根据第一占空比控制第一晶体管的开关状态，控制模块根据第二占空比控制第二晶体管的开关状态。
59.控制模块的具体控制过程，包括：
60.步骤301，采集第一滤波电容的第一电压，采集第二滤波电容的第二电压，采集第一电感的第一实际电流，采集第二电感的第二实际电流；采集变换后的电能的输出电压。
61.本技术的控制模块可以采集两个升压电路所分担的输入电压，还可以采集两个升压电路中的电流值，还可以采集整个直流变换电路的输出电压，进而可以根据输出电压与参考电压之间的差距，以及两个升压电路所分担的输入电压、两个升压电路中的电流值，确定两个升压电路中的晶体管的开关状态。
62.其中，具体可以采用电流内环电压外环双闭环控制系统结构设计。包括两个电流
内环分别调节第一升压电路和第二升压电路的输入电流，一个电压外环保证直流变换电路输出电压稳定。同时为保证两个升压电路输入电压的均衡性，增加了一个均压环控制。
63.步骤302，根据第一电压、第二电压生成均压控制变量。
64.其中，两个升压电路可以均分输入电压，从而使得每个升压电路所承担的电压值都最小。为了使得两个升压电路能够平均分摊直流电源的输入电压，可以根据第一电压、第二电压生成均压控制变量，通过均压控制变量调整升压电路中晶体管的开关状态，以使二者均分直流电源的电压。
65.进一步的，控制模块可以根据第一电压、第二电压，确定输入电压差值；控制模块对输入电压差值进行比例和积分处理，得到均压控制变量。
66.由于本技术的电路结构中，两个升压电路是串联的，且两个升压电路中的两个滤波电容串联连接在直流电源的正负极之间，因此，对串联的第一滤波电容和第二滤波电容进行检测，就能够得到两个升压电路所分摊的电压值。再对串联的第一电容和第二电容的中点电压进行平衡控制。具体可以通过调节各自升压电路中的电感电流的方式，实现输入中点电压的调节。
67.具体的，可以对采样的第一滤波电容、第二滤波电容的电压做差，再经pi调节器输出为第一升压电路和第二升压电路的均压控制变量，该均压控制变量可以作为电感电流参考值的微调量，也即电流参考值的调整量。
68.具体的，第一电压、第二电压分别指第一升压电路和第二升压电路的输入电压，假设分别为v
in1
与v
in2
，v
in1
与v
in2
做差比较后的差值，即为输入电压差值。输入电压差值进入均压环调节器，经过比例和积分处理，得到均压控制变量。即得到第一升压电路的参考电流值i
bref1
和第二升压电路的参考电流值i
bref2
的微调量。
69.步骤303，根据均压控制变量、第一实际电流、第二实际电流、输出电压、参考电压，确定第一晶体管的第一占空比，以及第二晶体管的第二占空比。
70.其中，参考电压为需要的输出电压，输出电压为直流变换电路实际输出的电压，因此，通过二者比对能够得到用于调节晶体管的控制量。而均压控制变量也是基于电压得到的控制量，可以根据这两个控制量得到两个升压电路中电流的参考值，输出电压以及两个升压电路的输入电压是控制目标，由于无法直接控制以上控制目标，只能通过一些中间的可控控制量来间接达到控制目的，这个中间量就是两个升压电路中的电感电流，即两个升压电路中的电流。因此，可以根据以上两个控制量得到两个升压电路中电流的参考值。进而可以根据两个升压电路中的电流参考值与实际电流，确定出第一晶体管的第一占空比，以及第二晶体管的第二占空比。
71.进一步的，控制模块可以根据输出电压、参考电压、均压控制变量确定第一参考电流、第二参考电流；其中，第一参考电流是与第一升压电路对应的参考电流，第二参考电流是与第二升压电路对应的参考电流。
72.其中参考电流分别指期望流经第一升压电路和第二升压电路中第一电感，第二电感的电流值，可以通过调整晶体管的开关状态，将实际流经第一升压电路和第二升压电路的电流值调整为该参考电流值。
73.具体的，本技术的方案中，通过控制电感上的电流来控制直流变换电路最终输出的电压。具体的，当输出电压低的时候，可以加大电感电流，以增加电感的储能来提高储能
电容中储存的能量，进而提高各个升压电路输出的电压，以提高整个直流变换电路输出的电压，反之亦然，这个过程可以由pi控制器完成。
74.pi控制器用来实现无静差跟踪，可以通过调节控制量，实现目标的控制，也就是输出电压的无静差跟踪。
75.其中，控制模块根据输出电压、参考电压确定电压控制变量；进一步的，控制模块根据输出电压、参考电压确定偏差压值；控制模块对偏差压值进行比例积分处理，得到电压控制变量。
76.具体的，控制模块可以根据直流变换电路的输出电压与预设的参考电压进行比对，从而确定出电压控制变量。基于该电压控制变量对晶体管进行控制，能够使直流变换电路输出的电压值与参考电压趋近于相同。
77.进一步的，具体可以计算输出电压、参考电压的差值，进而得到输出电压与参考电压之间的偏差压值，再对偏差压值进行比例积分处理，得到电压控制变量。
78.进一步的，控制模块对电压控制变量进行均分，得到均分的电压控制变量。
79.其中，直流变换电路中，第一级的升压电路可以由两个结构相同的升压电路串联组成，这两个结构相同的升压电路可以对输入直流电源进行分压。因此可以对得到的电压控制变量均分，再利用均分后的电压控制变量分别对两个升压电路进行控制。比如，电压控制变量为u，则可以利用u/2控制第一升压电路和第二升压电路。
80.具体的，可以根据均分的电压控制变量、均压控制变量确定每个升压电路的电流参考值。根据均分的电压控制变量、均压控制变量确定第一参考电流、第二参考电流。
81.进一步的，为了使两个升压电路能够均分输入电压，在根据均分的电压控制变量、均压控制变量对第一升压电路和第二升压电路进行控制时，可以将均分的电压控制变量与均压控制变量的差值作为第一参考电流，控制模块将均分的电压控制变量与均压控制变量的和作为第二参考电流。
82.其中，均压环控制的目的是使两个升压电路的输入电压相等，因此控制模块将均分的电压控制变量与均压控制变量的差值作为第一参考电流，将均分的电压控制变量与均压控制变量的和作为第二参考电流。并利用得到的第一参考电流、第二参考电流对两个升压电路进行控制。
83.控制模块具体根据第一参考电流、第一实际电流，确定第一晶体管的第一占空比；控制模块根据第二参考电流、第二实际电流，确定第二晶体管的第二占空比。
84.进一步的，控制模块根据第一参考电流、第一实际电流，得到第一电流偏差值；控制模块对第一电流偏差值进行比例和积分处理，确定第一晶体管的第一占空比；和/或，控制模块根据第二参考电流、第二实际电流，得到第二电流偏差值，控制模块对第二电流偏差值进行比例和积分处理，确定第二晶体管的第二占空比。
85.其中，控制模块根据得到的第一占空比作为第一晶体管的驱动信号，第二占空比作为第二晶体管的驱动信号，通过驱动信号控制晶体管的开关状态。
86.步骤304，控制模块根据第一占空比控制第一晶体管的开关状态，控制模块根据第二占空比控制第二晶体管的开关状态。
87.图3(b)为本技术第一示例性实施例示出的直流变换电路的控制示意框图。
88.具体的，如图3(b)所示，直流变换电路通过两个升压电路功率均分，输出电压v0与
参考电压v
oref
比较，经过电压调节器、功率均分后分别得到的两个升压电路电感电流参考值i
bref1
，i
bref2
与各自的实际电流i
b1
、i
b2
比较，再分别经过电流调节器，得到第一升压电路和第二升压电路中的晶体管控制信号d1，d2；即第一占空比和第二占空比。
89.其中：k1为电压环采样系数，k2为电流环采样参数，k3为均压环采样系数。在实际电路中，采样电路有一个调制比，将较大的电流电压缩小成较小的电流电压信号，控制程序中通过乘一个设定值，可以恢复成原来对应的实际值。
90.其中，1/sc为电压环被控对象的传递函数，也表示输出电路中输出电容c在复频域中对应的阻抗。d1，d2分别为两个升压电路中控制各自晶体管开关状态的占空比，即第一占空比和第二占空比。g
id1
(s)、g
id2
(s)分别为d1，d2到第一升压电路和第二升压电路实际电流i
b1
、i
b2
，即第一实际电流i
b1
，第二实际电流i
b2
的传递函数。i
bref1
，i
bref2
为i
b1
、i
b2
的参考电流，其中i
bref1
为第一参考电流，i
bref2
为第二参考电流。g
iod1
(s)、g
iod2
(s)分别为d1，d2到第一谐振电路、第二谐振电路的输出电流i
o1
、i
o2
的传递函数。
91.传递函数g
idj
(s)表达式为：
[0092][0093]
其中j＝1，2，为第一升压电路中电感l
b1
(或第二升压电路中电感l
b2
)的内部电阻；s为传递函数g
idj
(s)在复频域中的变量；u
b1
为第一升压电路的输出电压；u
b2
为第二升压电路的输出电压。
[0094]
升压电路的电感电流即实际电流i
bj
到第一升压电路(或第二升压电路)输出电压u
bj
的传递函数的表达式为：
[0095][0096]
其中j＝1，2，d1，d2分别为两个升压电路中控制各自晶体管开关状态的占空比，即第一占空比和第二占空比；s为传递函数在复频域中的变量；c
b1
为第一升压电路的输出电容；c
b2
为第二升压电路的输出电容；r
b1
为第一升压电路的负载电阻；r
b2
为第二升压电路的负载电阻。
[0097]
因此可得到传递函数g
iodj
(s)的表达式为：
[0098][0099]
其中r
l
为输出电路的负载电阻。
[0100]
第一谐振电路、第二谐振电路为结构相同的谐振电路结构。
[0101]
图4为本技术第三示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图。
[0102]
图1中的第一谐振电路13与第二谐振电路14为结构相同的谐振电路结构。如图4所示，本实施例提供的谐振电路结构包括：逆变电路41、电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42、整流桥电路43。
[0103]
逆变电路41的输出端与电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42的输入端连接；
[0104]
电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42的输出端与整流桥电路43的输入端连接；
[0105]
其中，逆变电路41的输入端与第一升压电路11的输出端或者第二升压电路12的输出端连接；
[0106]
整流桥电路43的输出端与输出电路连接。
[0107]
其中，两个谐振电路为结构相同的谐振电路结构。第一升压电路的输出端连接第一谐振电路的输入端，第二升压电路的输出端连接第二谐振电路的输入端。两个谐振电路的输出端并联，并分别与输出电路连接。
[0108]
图5为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的逆变电路示意图。
[0109]
在该谐振电路中，逆变电路包括：
[0110]
第一组晶体管411、第二组晶体管412；
[0111]
第一组晶体管411包括串联连接的第三晶体管51和第四晶体管52，第二组晶体管412包括串联连接的第五晶体管53和第六晶体管54；其中，第三晶体管51与第五晶体管53同时导通，第四晶体管52与第六晶体管54同时导通。
[0112]
当第三晶体管51与第五晶体管53同时导通时，电能从升压电路的正极输出端流出，经过第三晶体管51、电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42、第五晶体管53，回到升压电路的负极。当第四晶体管52与第六晶体管54同时导通时，电能从升压电路的正极输出端流出，经过第六晶体管54、电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42、第四晶体管52，回到升压电路的负极。
[0113]
第一组晶体管411与第二组晶体管412并联连接。
[0114]
需要说明的是，由于第一谐振电路13与第二谐振电路14为结构相同的谐振电路结构，逆变电路41作为第一谐振电路13、第二谐振电路14的组成部分，故其包括的电路元件相同，因此使用了相同的附图标号进行表示。比如，第一谐振电路13与第二谐振电路14中分别设置有逆变电路41，逆变电路41中分别设置有晶体管，两个谐振电路中的第三晶体管均使用了标号51，这并不代表两个谐振电路共用该第三晶体管51，另外也不代表两个谐振电路共用该逆变电路41。此说明同样在第一谐振电路13、第二谐振电路14中的其他组成电路元件中适用，不再赘述。
[0115]
具体的，该逆变电路是单相全桥逆变电路。该逆变电路是由四个结构相同的晶体管组成。可以通过逆变电路把直流电变换成交流电。两组晶体管的切换频率，即晶体管的开关频率就是输出交流电的频率。比如，第一谐振电路和第二谐振电路中共八个晶体管，该八个晶体管结构相同且开关频率也相同。
[0116]
电感
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电感
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电容谐振电路42的一端与第三晶体管51和第四晶体管52的公共节点连接，电感
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电感
‑
电容谐振电路42的另一端与第五晶体管53和第六晶体管54的公共节点连接。
[0117]
逆变电路41输出的交流电作为电感
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电感
‑
电容谐振电路42的输入。该交流电的频率即为谐振电路的工作频率。
[0118]
图6为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的电感
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电感
‑
电容谐振电路示意图。
[0119]
在该谐振电路中，电感
‑
电感
‑
电容谐振电路包括：
[0120]
第一电容421、隔离变压器422；
[0121]
第一电容421与隔离变压器422的原边串联连接。
[0122]
进一步的，电感
‑
电感
‑
电容谐振电路包含两部分功能：谐振电路功能和高频隔离变压器功能。其中谐振电路功能由高频隔离变压器tr1(或tr2)的原边电感l
r1
(或l
r2
)、励磁电感l
m1
(或l
m2
)和谐振电容c
s1
(或c
s2
)共同组成。谐振电容c
s1
即是第一谐振电路的第一电容，谐振电容c
s2
即是第二谐振电路的第二电容。
[0123]
其中，谐振频率是由整机的电路参数确定，为定值。谐振频率可以通过改变高频隔离变压器tr1(或tr2)的原边电感l
r1
(或l
r2
)和谐振电容c
s1
(或c
s2
)的参数值来修改。
[0124]
比如，实际应用中谐振频率可以选择略大于20khz，工作频率比谐振频率略小也可以是大于20khz。谐振频率越大，谐振电路的工作频率即晶体管的开关频率就越大，功率损耗也就越大，电路的效率就会低，但是高频变压器和电抗器的体积和重量会相应减小。不同的晶体管开关器件对功率损耗也有影响。因此在实际电路设计过程中可以根据设计需求综合考虑选择谐振频率值、谐振电路工作频率值。
[0125]
另外，当晶体管的开关频率达到20khz，人耳就听不到了。因此，本技术提供的方案可以降低电磁噪声。
[0126]
图7为第一示例性实施例示出的图4所示实施例中的谐振电路的结构示意图的整流桥电路示意图。
[0127]
在该谐振电路中，整流桥电路包括：
[0128]
第一组二极管431、第二组二极管432；第一组二极管431与第二组二极管432并联；第一组二极管431包括串联连接的第一二极管71和第二二极管72，第二组二极管432包括串联连接的第三二极管73和第四二极管74；
[0129]
其中，该整流桥电路为单相不可控整流桥电路。该整流桥电路43由4个结构相同的二极管组成。整流桥电路43把电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42传输过来的交流电变换为直流电，并把变换出的直流电通过输出电路输出。
[0130]
请参考图6和图7，其中，隔离变压器422的副边的一端连接于第一二极管71与第二二极管72的公共节点，隔离变压器422的副边的另一端连接于第三二极管73与第四二极管74的公共节点。
[0131]
具体的，电感
‑
电感
‑
电容谐振电路42的输出端与整流桥电路43的输入端连接。
[0132]
在实际应用中，使谐振电路工作频率略低于谐振频率，从而使逆变电路中的晶体管开关动作以前高频隔离变压器原边励磁电流上升到谐振电流，从而使高频隔离变压器副边电流减小到零，使得整流电路43中二极管实现零电流关断。同时调整逆变电路中的igbt的死区时间进而使谐振电流足以对igbt并联的寄生电容充分放电，进而在谐振电流通过igbt反向二极管续流的时间内开通igbt，实现零电压开通。
[0133]
在整个直流变换电路中晶体管的功率损耗超过整个直流变换电路功率损耗的一半。晶体管的功率损耗包括开通损耗、通态损耗、关断损耗，其中功率损耗最多的是开通损耗。晶体管每开通、导通、关断一次，就会相应的产生一次开通损耗、通态损耗、关断损耗，因此晶体管开关频率越高，功率损耗就越大，相应的晶体管所产生的热量就越高，当所产生的热量达到一定程度就会使晶体管损坏。在整个直流变换电路中所有二极管的功率损耗也占整个直流变换电路的功率损耗的很大一部分。二极管功率损耗包括通态损耗和反向恢复损耗，两种损耗大小相当。
[0134]
本技术提供的方法实现了晶体管的零电压开通，使晶体管的开通损耗可以减小到忽略不计；实现了高频隔离变压器副边整流桥二极管零电流关断，使整流桥二极管的反向恢复损耗减小到可以忽略不计。通过以上两方面，可以有效减小整个直流变换电路的功率损耗。
[0135]
图8为本技术第四示例性实施例示出的直流变换电路的结构示意图。
[0136]
在图1所示实施例基础上，输出电路包括输出电容81；
[0137]
第一谐振电路13的输出端的正极与输出电容81的第一端连接，第一谐振电路13的输出端的负极与所输出电容81的第二端连接；
[0138]
第二谐振电路14的输出端的正极与输出电容81的第一端连接，第二谐振电路14的输出端的负极与输出电容81的第二端连接。
[0139]
具体的，第一谐振电路的13输出端、第二谐振电路14的输出端、输出电容81，三者并联。即两个谐振电路的输出并联并通过输出电路滤波电容c滤波后输出dc700v直流电压,供给下级直流负载。
[0140]
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：rom、ram、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0141]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的范围。