基于SVPWM的谐振直流环节三相逆变器的调制方法与流程

基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法
技术领域
1.本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法。


背景技术：

2.近年来，软开关逆变器被广泛应用在电机驱动、感应加热、新能源并网等各种场合当中。通过在硬开关逆变器中引入换流电路，软开关技术既可以通过降低开关损耗，来实现逆变器的高频化，还可以通过降低开关管的dv/dt和di/dt，来抑制逆变器的电磁干扰(emi)。因此，软开关技术是提升逆变器性能的一类重要途径。
3.谐振直流环节逆变器是一类重要的软开关逆变器。它的换流电路将直流母线电压周期性的归零，从而实现了主功率开关管的零电压条件。在1989年，谐振直流环节逆变器由美国威斯康星大学的d.m.divan(迪万)博士提出。它的拓扑结构十分简单，但是开关管的电压应力较高，并且无法实现脉冲宽度调制(简称pwm)。为了解决这些问题，d.m.divan(迪万)博士进一步提出了有源钳位谐振直流环节逆变器；开关管的电压应力被限制到直流电源电压和钳位电容电压之和，并实现了pwm。
4.在此之后，并联谐振直流环节逆变器被提出，开关管的电压应力进一步被限制到直流电源电压。然而，现有的并联谐振直流环节逆变器的拓扑结构依然存在着各种各样的问题。有并联谐振直流环节逆变器的换流电路需要利用输入端的分裂电容进行谐振，会造成中性点电位变化的问题；有的换流电路使用了耦合电感或变压器，增加了设计的难度；有的换流电路需要实时检测谐振电感的电流值，增加了检测与控制的难度。
5.中国发明专利cn106533224a于2017年3月22日公开了“一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法”，提出了一种新型并联谐振直流环节逆变器。逆变器的拓扑结构如图1所示，其换流电路包括母线开关管s
l
，第一换流开关管s
a1
，第二换流开关管s
a2
，主换流电容c
l
，第一辅助换流电容c
a1
，第二辅助换流电容c
a2
，第一换流电感l
a1
，第二换流电感l
a2
，第一辅助二极管d
a1
，第二辅助二极管d
a2
，第三辅助二极管d
a3
和第四辅助二极管d
a4
。该并联谐振直流环节逆变器既不利用输入分裂电容进行谐振，也不使用耦合电感或变压器，更不需要检测谐振电感电流，因此有很高的研究价值。
6.然而，如图3所示，对于采用传统的正弦脉冲宽度调制(简称spwm)的谐振直流环节逆变器，在一个开关周期内，逆变桥的六个主功率开关管各需要动作一次，因此换流电路需要动作六次来制造六个零电压凹糟，以实现所有主功率开关管的软开关。这既限制了逆变器开关频率和运行效率的提高，又降低了输出波形的质量，还增加了高频共模电压。
7.如图4所示，虽然上述中国发明专利cn106533224a中提出了一种新型谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，将换流电路在每个开关周期的动作次数从六次降低到四次，但是其动作频率依然较高。因此，让换流电路在每个开关周期动作一次，使得换流电路和逆变桥有相同的工作频率，是十分重要的。
8.随后，中国发明专利cn107493025a于2017年12月19日公开了“一种谐振直流环节
三相逆变器的负载自适应换流控制方法”，提出了一种新型并联谐振直流环节逆变器的负载自适应换流控制方法。该负载自适应换流控制如图5所示，该调制策略以斜率正负交替的锯齿波代替传统的三角波作为载波，将换流电路的动作频率由每个开关周期四次降为每个开关周期一次。斜率正负交替的锯齿载波的特征为：锯齿载波的斜率的大小不变，但锯齿载波的斜率随输出相电流的方向改变，输出相电流的方向为正，锯齿载波的斜率为正，输出相电流的方向为负，锯齿载波的斜率为负。该调制策略降低了换流电路的动作频率，从而提高了逆变器的效率。
9.但该逆变器的负载自适应换流控制仍然存在不足之处：
①
主功率开关管的准zvs(零电压)关断次数过多，在一个开关周期内主功率开关管需要实现三次准zvs(零电压)关断，这增加了主功率开关管的关断损耗，降低了逆变器的效率；
②
第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力过大，为换流电路的谐振电流与负载电流的叠加，这增加了换流电路的损耗，并进一步降低了逆变器的效率。


技术实现要素：

10.针对现有技术的缺陷，本发明提出了一种基于空间矢量脉冲宽度调制技术(简称svpwm)的谐振直流环节三相逆变器的调制方法。本发明方法结合svpwm通过逆变桥和换流电路之间的相互配合解决了以上问题。首先，本发明方法将逆变桥的调制策略由传统的七段式发波方式改为四段式发波方式，从而将逆变桥在每个开关周期的换相次数由六次降低为三次；其次，将零矢量下的直流母线电压保持为零，从而将逆变桥由零矢量切换为非零矢量和非零矢量切换为零矢量时，换流电路的总动作次数由两次降低为一次；同时，通过负载相电流的极性改变矢量的分配方法，使得逆变桥在非零矢量之间切换时，换流电路不必动作；从而在保证所有开关管都实现软开关动作和保持换流电路每个开关周期动作一次的基础上，将主功率开关管在每个开关周期的准zvs(零电压)关断次数降低为一次；另一方面，本发明方法通过增加分流死区时间，避免了换流电路的谐振电流与负载电流的叠加，最大化的抑制了第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力。
11.本发明提出了一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法，谐振直流环节三相逆变器的调制方法包括两部分，分别为矢量合成、矢量分配；
12.设定逆变桥状态中的1表示该相桥臂上主功率开关管开通，0表示该相桥臂下主功率开关管开通，通过矢量合成方式选取相应矢量并计算占空比，当参考矢量落在两相静止坐标系下的扇区i到vi时，通过与参考矢量相邻的两个非零矢量进行合成，余下的占空比通过零矢量补充，且每个开关周期只采用一种零矢量；
13.设定负载相电流以流出逆变桥臂输出点为正，通过矢量分配方式对相应矢量进行排列并生成开关序列，采用四段式发波方式，开关序列为零矢量、非零矢量x1、非零矢量x2、零矢量，且非零矢量的发波顺序与非零矢量之间进行切换时发生换相的桥臂的相电流极性有关；当两个非零矢量之间进行切换时，发生换相的桥臂的相电流极性为正，则通过调整发波顺序，令该相桥臂由上主功率开关管切换为下主功率开关管的反并联二极管；当两个非零矢量之间进行切换时，发生换相的桥臂的相电流极性为负，则通过调整发波顺序，令该相桥臂由下主功率开关管切换为上主功率开关管的反并联二极管。
14.进一步地，当参考矢量落在扇区i时，采用非零矢量100和非零矢量110进行合成，
余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区i且b相负载相电流i
b
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量100、非零矢量110、零矢量111；当参考矢量在扇区i且b相负载相电流i
b
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量110、非零矢量100、零矢量000。
15.进一步地，当参考矢量落在扇区ii时，采用非零矢量110和非零矢量010进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区ii且a相负载相电流i
a
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量010、非零矢量110、零矢量111；当参考矢量在扇区ii且a相负载相电流i
a
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量110、非零矢量010、零矢量000。
16.进一步地，当参考矢量落在扇区iii时，采用非零矢量010和非零矢量011进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区iii且c相负载相电流i
c
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量010、非零矢量011、零矢量111；当参考矢量在扇区iii且c相负载相电流i
c
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量011、非零矢量010、零矢量000。
17.进一步地，当参考矢量落在扇区iv时，采用非零矢量011和非零矢量001进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区iv且b相负载相电流i
b
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量001、非零矢量011、零矢量111；当参考矢量在扇区iv且b相负载相电流i
b
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量011、非零矢量001、零矢量000。
18.进一步地，当参考矢量落在扇区v时，采用非零矢量001和非零矢量101进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区v且a相负载相电流i
a
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量001、非零矢量101、零矢量111；当参考矢量在扇区v且a相负载相电流i
a
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量101、非零矢量001、零矢量000。
19.进一步地，当参考矢量落在扇区vi时，采用非零矢量101和非零矢量100进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；当参考矢量在扇区vi且c相负载相电流i
c
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量100、非零矢量101、零矢量111；当参考矢量在扇区vi且c相负载相电流i
c
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量101、非零矢量100、零矢量000。
20.进一步地，所述的谐振直流环节三相逆变器中的换流电路的调制策略为：当逆变桥处于零矢量时换流电路不动作，此时直流母线电压维持在零；当母线开关管关断后，第二换流开关管不立刻开通，而是延迟分流死区时间δ3后再开通；每个开关周期开始时，母线开关管，第一换流开关管和第二换流开关管均关断；当逆变桥由零矢量切换为非零矢量x1时，经过延迟时间δ0后，第一换流开关管开通；再经过延迟时间δ1后，母线开关管开通；再经过延迟时间δ2后，第一换流开关管关断；当逆变桥由非零矢量x2切换为零矢量前分流死区时间δ3加延迟时间δ4时，母线开关管关断；经过分流死区时间δ3后，第二换流开关管开通；再经过延迟时间δ4后，第二换流开关管关断。
21.本发明的有益效果是：
22.本发明提出了一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法，与负载自适应换流控制相比，在保证所有开关管都实现软开关动作和保持换流电路在每个开关周期只动作一次的基础上，将主功率开关管在每个开关周期的准zvs(零电压)关断次数由三次降低为一次，并最大化的抑制了第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力，从而降低了谐振直流环节三相逆变器的损耗，提高了逆变器的效率。
附图说明
23.图1为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器的电路原理图，图中：1、换流电路；2、逆变桥；3、负载电路；4、控制电路；
24.图2为图1的等效电路图；
25.图3为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在传统spwm下的三相逆变桥开关信号示意图；
26.图4为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法下的三相逆变桥开关信号示意图；
27.图5为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在斜率正负交替的锯齿载波调制策略下的三相逆变桥开关信号示意图；
28.图6为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在负载自适应换流控制策略下的特征工作波形图；
29.图7为本发明实施例中本发明方法中的参考矢量在扇区i(b相负载相电流i
b
<0)的矢量合成图；
30.图8为本发明实施例中本发明方法中的参考矢量在扇区i(b相负载相电流i
b
>0)的矢量合成图；
31.图9为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的三相逆变桥开关信号示意图；
32.图10为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器的主要元器件在本发明方法下的特征工作波形图；
33.图11为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的换流工作模式等效电路图；图中，(a)为模式0的等效电路图；(b)为模式1的等效电路图；(c)为模式2的等效电路图；(d)为模式3的等效电路图；(e)为模式4的等效电路图；(f)为模式5的等效电路图；(g)为模式6的等效电路图；(h)为模式7的等效电路图；(i)为模式8的等效电路图；(j)为模式9的等效电路图；(k)为模式10的等效电路图；
34.图12为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下从模式0到模式10的主功率开关管s1的驱动信号v
gs1
、主功率开关管s3的驱动信号v
gs3
和主功率开关管s5的驱动信号v
gs5
的仿真波形图；
35.图13为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下从模式0到模式10的母线开关管s
l
的驱动信号v
gsl
、第一换流开关管s
a1
的驱动信号v
gsa1
和第二换流开关管s
a2
的驱动信号v
gsa2
的仿真波形图；
36.图14为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下从模式0到模式10的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
、第二换流电感l
a2
的电流i
la2
和直流母线电压v
dclink
的仿真波形图；
37.图15为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下从模式0到模式10的第一辅助换流电容c
a1
的电压v
ca1
、第二辅助换流电容c
a2
的电压v
ca2
和主换流电容c
l
的电压v
cl
的仿真波形图；
38.图16为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的母线开关管s
l
的开通时电压v
sl
和电流i
sl/dl
的仿真波形图；
39.图17为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的母线开关管s
l
的关断时电压v
sl
和电流i
sl
的仿真波形图；
40.图18为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的第一换流开关管s
a1
的开通时电压v
sa1
和电流i
sa1
的仿真波形图；
41.图19为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的第一换流开关管s
a1
的关断时电压v
sa1
和电流i
sa1
的仿真波形图；
42.图20为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的第二换流开关管s
a2
的开通时电压v
sa2
和电流i
sa2
的仿真波形图；
43.图21为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的第二换流开关管s
a2
的关断时电压v
sa2
和电流i
sa2
的仿真波形图；
44.图22为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的主功率开关管s1开通时电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图；
45.图23为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的主功率开关管s1实现zvs(零电压)关断时电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图；
46.图24为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下的主功率开关管s1实现准zvs(零电压)关断时电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图；
47.图25为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下在一个开关周期的主功率开关管s1的缓冲电容c1的电压v
c1
、主功率开关管s3的缓冲电容c3的电压v
c3
、主功率开关管s5的缓冲电容c5的电压v
c5
和直流母线电压v
dclink
仿真波形图；
48.图26为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在负载自适应换流控制下在一个开关周期的主功率开关管s1的缓冲电容c1的电压v
c1
、主功率开关管s3的缓冲电容c3的电压v
c3
、主功率开关管s5的缓冲电容c5的电压v
c5
和直流母线电压v
dclink
仿真波形图；
49.图27为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明m方法下在一个逆变器输出周期的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
和第二换流电感l
a2
的电流i
la2
的仿真波形图；
50.图28为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在负载自适应换流控制下的在一个逆变器输出周期的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
和第二换流电感l
a2
的电流i
la2
的仿真波形图；
51.图29为本发明实施例中谐振直流环节三相逆变器在本发明方法下三相输出相电流i
a
、i
b
、i
c
的仿真波形图。
具体实施方式
52.下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。
53.本发明所述的谐振直流环节三相逆变器具体结构参见中国发明专利cn106533224a于2017年3月22日公开的“一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法”，如图1所示，包括换流电路1、逆变桥2、负载电路3、控制电路4和直流电源e；
54.换流电路1包括母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
、第二换流开关管s
a2
，第一换流电感l
a1
、第二换流电感l
a2
、主换流电容c
l
、第一辅助换流电容c
a1
、第二辅助换流电容c
a2
、母线开关管的反并联二极管d
l
、第一辅助二极管d
a1
、第二辅助二极管d
a2
、第三辅助二极管d
a3
和第四辅助二极管d
a4
。
55.逆变桥为三相逆变桥，包括a相逆变桥、b相逆变桥和c相逆变桥。
56.a相逆变桥包括第一主功率开关管s1、第一主功率开关管的反并联续流二极管d1、第一主功率开关管的并联缓冲电容c1、第二主功率开关管s2、第二主功率开关管的反并联续流二极管d2和第二主功率开关管的并联缓冲电容c2，第一主功率开关管s1的发射极连接第二主功率开关管s2的集电极，以第一主功率开关管s1与第二主功率开关管s2的连接点处的引出线为a相交流电输出端。
57.b相逆变桥包括第一主功率开关管s3、第一主功率开关管的反并联续流二极管d3、第一主功率开关管的并联缓冲电容c3、第二主功率开关管s4、第二主功率开关管的反并联续流二极管d4和第二主功率开关管的并联缓冲电容c4，第一主功率开关管s3的发射极连接第二主功率开关管s4的集电极，以第一主功率开关管s3与第二主功率开关管s4的连接点处的引出线为b相交流电输出端。
58.c相逆变桥包括第一主功率开关管s5、第一主功率开关管的反并联续流二极管d5、第一主功率开关管的并联缓冲电容c5、第二主功率开关管s6、第二主功率开关管的反并联续流二极管d6和第二主功率开关管的并联缓冲电容c6，第一主功率开关管s5的发射极连接第二主功率开关管s6的集电极，以第一主功率开关管s5与第二主功率开关管s6的连接点处的引出线为c相交流电输出端。
59.各相逆变桥第一主功率开关管s1、s3和s5的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥第二主功率开关管s2、s4和s6的发射极相互连接，作为逆变桥的负端。
60.负载电路为三相阻感性负载，包括三个电阻r
a
、r
b
、r
c
和三个电感l
a
、l
b
、l
c
，电阻r
a
、r
b
和r
c
的一端分别连接a相交流电输出端、b相交流电输出端和c相交流电输出端，电阻r
a
、r
b
和r
c
的另一端分别连接电感l
a
、l
b
和l
c
的一端，电感l
a
、l
b
和l
c
的另一端连接在一起，同时a相交流电输出端、b相交流电输出端和c相交流电输出端的输出相电流i
a
、i
b
和i
c
经传感器采样后作为输入信号d
ia
、d
ib
和d
ic
分别接入控制电路4。
61.直流电源e的负极连接逆变桥的负端，直流电源e的正极连接母线开关管s
l
的集电极，母线开关管s
l
的发射极连接逆变桥的正端，母线开关管的反并联二极管d
l
的阳极连接母线开关管s
l
的发射极，母线开关管的反并联二极管d
l
的阴极连接母线开关管s
l
的集电极。
62.主换流电容c
l
的正极连接母线开关管s
l
的集电极以及第一换流开关管s
a1
的集电极，主换流电容c
l
的负极连接母线开关管s
l
的发射极，第一换流开关管s
a1
的发射极连接第一换流电感l
a1
的一端，第一换流电感l
a1
的另一端连接母线开关管s
l
的发射极，第二换流开关管s
a2
的发射极连接直流电源e的负极，第二换流开关管s
a2
的集电极连接第二换流电感l
a2
的一端，第二换流电感l
a2
的另一端连接母线开关管s
l
的发射极。
63.第一辅助二极管d
a1
的阴极连接第一换流开关管s
a1
的发射极，第一辅助二极管d
a1
的阳极连接第一辅助换流电容c
a1
的负极，第一辅助换流电容c
a1
的正极连接第二辅助换流电容c
a2
的负极以及母线开关管s
l
的发射极，第二辅助换流电容c
a2
的正极连接第二辅助二极管d
a2
的阴极，第二辅助二极管d
a2
的阳极连接第二换流开关管s
a2
的集电极。
64.第三辅助二极管d
a3
的阴极连接直流电源e的正极，第三辅助二极管d
a3
的阳极连接第二辅助换流电容c
a2
的正极，第四辅助二极管d
a4
的阳极连接直流电源e的负极，第四辅助二极管d
a4
的阴极连接第一辅助换流电容c
a1
的负极。
65.母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
、第二换流开关管s
a2
和逆变桥中各主功率开关
管s
x
(x＝1,2,3,4,5,6)与现有的控制电路4相连接，由控制电路4发出的信号d
sl
、d
sa1
、d
sa2
、d
sx
(x＝1,2,3,4,5,6)分别控制母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
、第二换流开关管s
a2
和逆变桥中各主功率开关管s
x
(x＝1,2,3,4,5,6)的开通和关断，同时a相、b相和c相的输出相电流i
a
、i
b
和i
c
经传感器采样后作为输入信号d
ia
、d
ib
和d
ic
分别接入控制电路4。
66.母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
、第二换流开关管s
a2
和逆变桥中各主功率开关管s
x
(x＝1,2,3,4,5,6)均采用全控开关器件，具体实施例中可以采用功率晶体管、绝缘栅双极型晶体管、功率场效应晶体管、注入增强型绝缘栅晶体管、集成栅极换流晶闸管或智能功率模块。
67.母线开关管的反并联二极管d
l
、第一辅助二极管d
a1
、第二辅助二极管d
a2
、第三辅助二极管d
a3
、第四辅助二极管d
a4
和逆变桥中各主功率开关管的反并联续流二极管d
x
(x＝1,2,3,4,5,6)在具体实施中可以采用快速恢复二极管或高频二极管。
68.所述谐振直流环节三相逆变器适用于多种逆变场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。下面以其在变频调速系统中的应用为例，分析本实施方式中的谐振直流环节三相逆变器的工作过程。
69.为了进一步说明所述谐振直流环节三相逆变器的工作原理，用等效电路图2代替图1。为简化分析，假设：
①
所有器件均为理想工作状态；
②
阻感性负载的电感远大于第一换流电感l
a1
和第二换流电感l
a2
，逆变桥中各主功率开关管开关状态过渡瞬间的负载电流认为是恒流源i
o
，其数值取决于各相的输出相电流的瞬时值以及逆变桥6个主功率开关管的开关状态；
③
逆变桥中各主功率开关管开关状态过渡瞬间，逆变桥中各反并联续流二极管等效为d
inv
；
④
逆变桥中各并联缓冲电容等效为c
inv
，取c
inv
＝3c
x
(x＝1,2,3,4,5,6)，这是因为逆变桥各相桥臂第一主功率开关管和第二主功率开关管任意一方开通时，都使与其并联的缓冲电容短路，正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个缓冲电容并联。
70.如图3所示，对于采用传统的spwm的谐振直流环节逆变器，在一个开关周期内，逆变桥的六个主功率开关管各需要动作一次，因此换流电路需要动作六次来制造六个零电压凹糟，以实现所有主功率开关管的软开关动作。这既限制了逆变器开关频率和运行效率的提高，又降低了输出波形的质量，还增加了高频共模电压。如图4所示，当逆变桥处于环流状态时，即三相桥臂的上主功率开关管全部开通或下主功率开关管全部开通，三相负载被逆变桥短路，直流电源e和三相负载之间没有能量交换，因此通过换流电路将直流母线电压一直维持为零是可行的。由于传统spwm在一个开关周期有两个环流状态，因此换流电路在每个开关周期的动作次数可从六次降低为四次，但是其动作频率依然较高。
71.负载自适应换流控制的具体电能变换过程如图5所示，为一种以斜率正负交替的锯齿波作为载波的调制策略。本实施例中的谐振直流环节三相逆变器在斜率正负交替的锯齿载波调制策略下的三相逆变桥开关信号如图5所示。图5中三相逆变桥开关信号中的实线代表各相桥臂第一主功率开关管的开关信号，即上桥臂主功率开关管开关信号；虚线代表各相桥臂第二主功率开关管的开关信号，即下桥臂主功率开关管开关信号。由于需要根据输出相电流的方向来判断锯齿载波的斜率的方向，故图5以a相输出相电流为负，b、c相输出相电流为正，即a相锯齿载波斜率为负、b相和c相锯齿载波斜率为正进行举例说明。
72.斜率正负交替的锯齿载波调制策略的具体内容如下：以斜率正负交替的锯齿波代
替传统的三角波作为载波，锯齿载波的斜率的大小不变，但锯齿载波的斜率的方向随输出相电流的方向改变，输出相电流的方向为正，锯齿载波的斜率的方向为正，输出相电流的方向为负，锯齿载波的斜率的方向为负。斜率正负交替的锯齿载波的应用，可以使逆变桥上反并联续流二极管向同桥臂对侧的主功率开关管换流的时刻集中于锯齿载波的垂直沿，在锯齿载波垂直沿前后换流电路动作，实现相应主功率开关管的软切换。如此，在一个开关周期内换流电路只需动作一次即可实现所有主功率开关管的软切换，换流电路的动作频率降为传统的三角载波调制策略的1/6。
73.通过图5可知，在负载自适应换流控制下，本实施例中的谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管在一个开关周期的准zvs(零电压)关断次数为三次。准zvs(零电压)关断无法完全消除主功率开关管的关断损耗，因此会降低逆变器的效率。通过图6可知，在负载自适应换流控制下，当母线开关管s
l
关断后，第二换流开关管s
a2
立刻开通，使得储存在第一辅助换流电容c
a1
的能量在谐振过程中转化为谐振电流，造成第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力过大，为谐振电流与负载电流的叠加，这增加了换流电路的损耗。
74.本发明提出一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法，通过三相逆变器和换流电路之间的相互配合解决了以上问题。首先，本发明方法将逆变桥的调制策略由传统的七段式发波方式改为四段式发波方式，从而将逆变桥在每个开关周期的换相次数由六次降低为三次；其次，将零矢量下的直流母线电压保持为零，从而将逆变桥由零矢量切换为非零矢量和非零矢量切换为零矢量时，换流电路的总动作次数由两次降低为一次；同时，通过负载电流的极性改变矢量的分配方法，使得逆变桥在非零矢量之间切换时，换流电路不必动作；从而在保证所有开关管都实现软开关动作和保持换流电路每个开关周期动作一次的基础上，将主功率开关管在每个开关周期的准zvs(零电压)关断次数降低为一次；另一方面，新型svpwm方法通过增加分流死区时间，避免了换流电路的谐振电流与负载电流的叠加，最大化的抑制了第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力。
75.一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法，针对上述谐振直流环节三相逆变器，其调制方法包括两部分，分别为矢量合成、矢量分配；
76.设定逆变桥状态中的1表示该相桥臂上主功率开关管开通，0表示该相桥臂下主功率开关管开通，通过矢量合成方式选取相应矢量并计算占空比，当参考矢量落在两相静止坐标系下的扇区i到vi时，通过与参考矢量相邻的两个非零矢量进行合成，余下的占空比通过零矢量补充，且每个开关周期只采用一种零矢量；
77.当参考矢量落在扇区i时，采用非零矢量100和非零矢量110进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；
78.当参考矢量落在扇区ii时，采用非零矢量110和非零矢量010进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；
79.当参考矢量落在扇区iii时，采用非零矢量010和非零矢量011进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；
80.当参考矢量落在扇区iv时，采用非零矢量011和非零矢量001进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；
81.当参考矢量落在扇区v时，采用非零矢量001和非零矢量101进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充；
82.当参考矢量落在扇区vi时，采用非零矢量101和非零矢量100进行合成，余下的占空比通过零矢量000或111补充。
83.设定负载相电流以流出逆变桥臂输出点为正，则矢量分配方式的特征为：采用四段式发波方式，开关序列为零矢量、非零矢量x1、非零矢量x2、零矢量，且非零矢量的发波顺序与非零矢量之间进行切换时发生换相的桥臂的相电流极性有关；
84.当两个非零矢量之间进行切换时，发生换相的桥臂的相电流极性为正，则通过调整发波顺序，令该相桥臂由上主功率开关管切换为下主功率开关管的反并联二极管；当两个非零矢量之间进行切换时，发生换相的桥臂的相电流极性为负，则通过调整发波顺序，令该相桥臂由下主功率开关管切换为上主功率开关管的反并联二极管；
85.例如，当参考矢量在扇区i时，两个非零矢量在切换过程中b相桥臂会发生换相，如图7所示，若b相负载相电流i
b
<0，令逆变桥由非零矢量100切换到非零矢量110，则b相桥臂由0换相到1；如图8所示，若b相负载相电流i
b
>0，令逆变桥由非零矢量110切换到非零矢量100，则b相桥臂由1换相到0，这样，换相桥臂的主功率开关管会在负载相电流的作用下实现准zvs(零电压)关断；
86.当参考矢量在扇区i且b相负载相电流i
b
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量100、非零矢量110、零矢量111；
87.当参考矢量在扇区i且b相负载相电流i
b
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量110、非零矢量100、零矢量000；
88.当参考矢量在扇区ii且a相负载相电流i
a
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量010、非零矢量110、零矢量111；
89.当参考矢量在扇区ii且a相负载相电流i
a
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量110、非零矢量010、零矢量000；
90.当参考矢量在扇区iii且c相负载相电流i
c
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量010、非零矢量011、零矢量111；
91.当参考矢量在扇区iii且c相负载相电流i
c
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量011、非零矢量010、零矢量000；
92.当参考矢量在扇区iv且b相负载相电流i
b
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量001、非零矢量011、零矢量111；
93.当参考矢量在扇区iv且b相负载相电流i
b
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量011、非零矢量001、零矢量000；
94.当参考矢量在扇区v且a相负载相电流i
a
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量001、非零矢量101、零矢量111；
95.当参考矢量在扇区v且a相负载相电流i
a
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量101、非零矢量001、零矢量000；
96.当参考矢量在扇区vi且c相负载相电流i
c
<0时，开关序列为零矢量111、非零矢量100、非零矢量101、零矢量111；
97.当参考矢量在扇区vi且c相负载相电流i
c
>0时，开关序列为零矢量000、非零矢量101、非零矢量100、零矢量000。
98.其次，针对所述谐振直流环节三相逆变器，其中换流电路施的调制策略为：当逆变
桥处于零矢量时换流电路不动作，此时直流母线电压维持在零；当母线开关管s
l
关断后，第二换流开关管s
a2
不立刻开通，而是延迟分流死区时间δ3后再开通；每个开关周期开始时，母线开关管s
l
，第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
均关断；当逆变桥由零矢量切换为非零矢量x1时，经过延迟时间δ0后，第一换流开关管s
a1
开通；再经过延迟时间δ1后，母线开关管s
l
开通；再经过延迟时间δ2后，第一换流开关管s
a1
关断；当逆变桥由非零矢量x2切换为零矢量前分流死区时间δ3加延迟时间δ4时，母线开关管s
l
关断；经过分流死区时间δ3后，第二换流开关管s
a2
开通；再经过延迟时间δ4后，第二换流开关管s
a2
关断。
99.在中国专利cn107493025a中提出的一种谐振直流环节三相逆变器的负载自适应换流控制中，每个开关周期逆变桥换相四次，换流电路制造一个零电压凹槽，实现逆变桥一次换相过程的zvs(零电压)条件，其余三次主功率开关管均实现准zvs(零电压)关断；在新型svpwm方法中，每个开关周期逆变桥换相三次，换流电路制造一个零电压凹槽，实现逆变桥两次次换相过程的zvs(零电压)条件，其余一次主功率开关管实现准zvs(零电压)关断。因此新型svpwm方法降低了主功率开关管的准zvs(零电压)关断次数，从而降低了逆变桥的损耗。
100.在所述负载自适应换流控制下，当母线开关管s
l
关断后，第二换流开关管s
a2
立刻开通，储存在第一辅助换流电容c
a1
的能量在谐振过程中转化为谐振电流，使得第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力过大，为换流电路的谐振电流与负载电流的叠加，这增加了换流电路的损耗；在负载自适应换流控制下，第一换流开关管s
a1
的电流应力i
sa1max
和第二换流开关管s
a2
的电流应力i
sa2max
分别为：
[0101][0102][0103]
其中，e为直流电源电压值，c
a
为主换流电容的电容值，c
b
为第一换流电容或第二换流电容的电容值，l为第一换流电感或第二换流电感的电感值，i
omax
为最大负载电流。
[0104]
在本发明方法下，当母线开关管s
l
关断后，第二换流开关管s
a2
在延迟分流死区时间δ3后才开通，这时储存在第一辅助换流电容c
a1
中的能量通过负载电流i
o
进行释放；在新型svpwm方法下，第一换流开关管s
a1
的电流应力i
sa1max
和第二换流开关管s
a2
的电流应力i
sa2max
分别为：
[0105][0106]
i
sa2max
＝0
ꢀꢀꢀ
(4)
[0107]
此时，通过将c
a
的值取的尽量小，可使得第一换流开关管s
a1
的电流应力近似为最大负载相电流，且第二换流开关管s
a2
的电流应力为零，从而降低了换流电路的损耗。
[0108]
本实施例提出的一种基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法的特征工作波形如图10所示，以扇区i，b相负载相电流i
b
<0为例，其中，i
o
表示负载电流，i
a
表示该开关周期下的a相负载相电流，i
c
表示该开关周期下的c相负载相电流，s
l
表示母线开关管s
l
的驱动波形，s
a1
表示第一换流开关管s
a1
的驱动波形，s
a2
表示第二换流开关管s
a2
的驱动波形，
v
cl
表示主换流电容c
l
的电压，v
cinv
表示等效电容c
inv
的电压，i
cl
表示主换流电容c
l
的电流，i
cinv
表示等效电容c
inv
的电流，v
ca1
表示第一辅助换流电容c
a1
的电压，i
ca1
表示第一辅助换流电容c
a1
的电流，i
la1
表示第一换流电感l
a1
的电流。该逆变器一次换流过程包括11个工作模式，11个工作模式的等效电路图如图11所示，其中实线表示对应模式动作的元件，虚线表示对应模式不动作的元件，下面对回路的工作模式进行具体分析。
[0109]
模式0[～t0]：如图11(a)所示的等效电路图，t0时刻之前，母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
均关断。逆变桥处于零矢量111下，负载电流i
o
为零。t0时刻，等效电路的初始状态为：主换流电容c
l
的电压v
cl
为直流电源电压e，等效电容c
inv
的电压v
cinv
、第一辅助换流电容c
a1
的电压v
ca1
和第二辅助换流电容c
a2
的电压v
ca2
均为零。t0时刻，逆变桥从零矢量111切换为非零矢量100，模式0结束。
[0110]
模式1[t0～t1]：如图11(b)所示的等效电路图，在t0时刻，逆变桥从零矢量111切换为非零矢量100，负载电流i
o
由零变为该开关周期下的a相负载相电流i
a
。此时等效二极管d
inv
导通，负载电流i
o
通过等效二极管d
inv
进行续流。由于此时直流母线电压为零，因此逆变桥的主功率开关管实现zvs(零电压)切换。在t1时刻，第一换流开关管s
a1
开通，模式1结束。
[0111]
模式2[t1～t2]：如图11(c)所示的等效电路图，在t1时刻，第一换流开关管s
a1
开通，由于直流电源电压e完全施加在第一换流电感l
a1
上，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
从零开始线性上升，负载电流i
o
由等效二极管d
inv
向第一换流电感l
a1
换流。第一换流开关管s
a1
开通后，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
从零开始线性上升，由于第一换流电感l
a1
与第一换流开关管s
a1
串联，所以第一换流开关管s
a1
实现准zcs(零电流)开通。当第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
上升至负载电流i
o
时，等效二极管d
inv
关断，模式2结束。
[0112]
模式3[t2～t3]：如图11(d)所示的等效电路图，在t2时刻，等效二极管d
inv
关断，负载电流i
o
完全换流至第一换流电感l
a1
，第一换流电感l
a1
与主换流电容c
l
、等效电容c
inv
开始谐振。等效电容c
inv
充电，主换流电容c
l
放电，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
谐振上升。当等效电容c
inv
的电压v
cinv
上升至直流电源电压e，主换流电容c
l
的电压v
cl
下降至零时，母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
开通，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
达到最大值i
la1max
，模式3结束。
[0113]
模式4[t3～t4]：如图11(e)所示的等效电路图，在t3时刻，母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
开通。第一换流电感l
a1
的电流i
la1
一部分通过母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
和第一换流开关管s
a1
环流，另一部分为负载电流i
o
。在此期间开通母线开关管s
l
，由于母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
导通，母线开关管s
l
实现zvzcs(零电压电流)开通。当第一换流开关管s
a1
关断时，模式4结束。
[0114]
模式5[t4～t5]：如图11(f)所示的等效电路图，在t4时刻，第一换流开关管s
a1
关断，母线开关管s
l
开通，第一辅助二极管d
a1
开通。此时直流电源通过母线开关管s
l
向负载供电。第一换流电感l
a1
和第一辅助换流电容c
a1
开始谐振，第一换流电感l
a1
中的能量向第一辅助换流电容c
a1
转移，第一辅助换流电容c
a1
两端的电压从零开始上升，由基尔霍夫电压定律可知，此时第一辅助换流电容c
a1
两端的电压与第一换流开关管s
a1
两端的电压相等，故第一换流开关管s
a1
实现准zvs(零电压)关断。在t5时刻，第一辅助换流电容c
a1
两端的电压上升至e，模式5结束。
[0115]
模式6[t5～t6]：如图11(g)所示的等效电路图，在t5时刻，第一辅助换流电容c
a1
两
端的电压上升至e，母线开关管s
l
关断，母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
和第四辅助二极管d
a4
开通。第一换流电感l
a1
中残余的能量通过第一辅助二极管d
a1
、第四辅助二极管d
a4
和母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
回馈给直流电源，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
线性减小。当第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
下降至负载电流i
o
时，母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
关断，模式6结束。
[0116]
模式7[t6～t7]：如图11(h)所示的等效电路图，在t6时刻，母线开关管s
l
的反并联二极管d
l
关断，母线开关管s
l
开通。第一换流电感l
a1
中残余的能量通过第一辅助二极管d
a1
、第四辅助二极管d
a4
和母线开关管s
l
回馈给直流电源，第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
继续线性减小。当第一换流电感l
a1
中的电流i
la1
下降至零时，第一辅助二极管d
a1
和第四辅助二极管d
a4
关断，模式7结束。
[0117]
模式8[t7～t8]：如图11(i)所示的等效电路图，在t7时刻，第一辅助二极管d
a1
和第四辅助二极管d
a4
关断，此时电路处于稳态，直流电源通过母线开关管s
l
向负载供电。在此期间逆变桥由非零矢量100切换到非零矢量110，由于b相相电流小于零，因此逆变桥的主功率开关管实现准zvs(零电压)关断，负载电流i
o
由a相负载相电流i
a
变为c相负载相电流i
c
。t9时刻，母线开关管s
l
关断，模式8结束。
[0118]
模式9[t8,t9]：如图11(j)所示的等效电路图，在t8时刻，母线开关管s
l
关断，第四辅助二极管d
a4
开通。主换流电容c
l
、第一辅助换流电容c
a1
和等效电容c
inv
开始进行能量交换。主换流电容c
l
线性充电，第一辅助换流电容c
a1
和等效电容c
inv
线性放电。由于与母线开关管s
l
并联的主换流电容c
l
的电压从零上升，母线开关管s
l
实现准zvs(零电压)关断。t9时刻，主换流电容c
l
的电压上升至直流电源电压e，第一辅助换流电容c
a1
和等效电容c
inv
的电压下降到零，等效二极管d
inv
导通，模式9结束。
[0119]
模式10[t9,t
10
]：如图11(k)所示的等效电路图，在t9时刻，等效二极管d
inv
导通，负载电流i
o
通过等效二极管d
inv
续流。t
10
时刻，逆变桥由非零矢量110切换到零矢量111，由于此时直流母线电压为零，因此逆变桥的主功率开关管实现zvs(零电压)切换，负载电流i
o
由c相负载相电流i
c
变为零。此时电路回到模式0，并开始下一次换流。
[0120]
为验证上文所述理论的正确性，搭建了如图1所示的仿真平台进行验证，相应的仿真结果如下文所述。
[0121]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的从模式0到模式10的主功率开关管s1的驱动信号v
gs1
、主功率开关管s3的驱动信号v
gs3
和主功率开关管s5的驱动信号v
gs5
的仿真波形图如图12所示，从图12的仿真波形可看出上述波形和图9的特征工作波形一致，证明了主功率开关管的换流工作模式的正确性。
[0122]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的从模式0到模式10的母线开关管s
l
的驱动信号v
gsl
、第一换流开关管s
a1
的驱动信号v
gsa1
和第二换流开关管s
a2
的驱动信号v
gsa2
的仿真波形图如图13所示，从图13的仿真波形可看出上述波形和图10的特征工作波形一致，证明了母线开关管s
l
、第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的换流工作模式的正确性。
[0123]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的从模式0到模式10的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
、第二换流电感l
a2
的电流i
la2
和直流母线电压v
dclink
的仿真波形图如图14所示，本实施例中的一种谐振直流环节三相逆变器的从模式0到模式10的第一辅助换流电
容c
a1
的电压v
ca1
、第二辅助换流电容c
a2
的电压v
ca2
和主换流电容c
l
的电压v
cl
的仿真波形图，如图15所示；从图14和图15的仿真波形可看出上述波形和图10的特征工作波形一致，证明了换流电路的换流工作模式的正确性。
[0124]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的母线开关管s
l
开通时的电压v
sl
和电流i
sl/dl
的仿真波形图如图16所示，从图16的仿真波形可看出母线开关管s
l
在开通后其反并联二极管d
l
导通，因此母线开关管s
l
实现zvzcs(零电压电流)开通。
[0125]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的母线开关管s
l
关断时的电压v
sl
和电流i
sl
的仿真波形图如图17所示，从图17的仿真波形可看出母线开关管s
l
在关断后其电压v
sl
线性上升，因此母线开关管s
l
实现准zvs(零电压)关断。
[0126]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的第一换流开关管s
a1
开通时的电压v
sa1
和电流i
sa1
的仿真波形图如图18所示，从图18的仿真波形可看出第一换流开关管s
a1
在开通后其电流i
sa1
线性上升，因此第一换流开关管s
a1
实现准zcs(零电流)开通。
[0127]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的第一换流开关管s
a1
关断时的电压v
sa1
和电流i
sa1
的仿真波形图如图19所示，从图19的仿真波形可看出第一换流开关管s
a1
在开通后其电压v
sa1
谐振上升，因此第一换流开关管s
a1
实现准zvs(零电压)关断。
[0128]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的第二换流开关管s
a2
开通时的电压v
sa2
和电流i
sa2
的仿真波形图如图20所示，从图20的仿真波形可看出第二换流开关管s
a2
在开通前后其电压v
sa2
和电流i
sa2
均为0，因此第二换流开关管s
a2
实现zvzcs(零电压电流)开通。
[0129]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的第二换流开关管s
a2
关断时的电压v
sa2
和电流i
sa2
的仿真波形图如图21所示，从图21的仿真波形可看出第二换流开关管s
a2
在关断前后其电压v
sa2
和电流i
sa2
均为0，因此第二换流开关管s
a2
实现zvzcs(零电压电流)关断。
[0130]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管s1开通时的电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图如图22所示，从图22的仿真波形可看出主功率开关管s1开通时的电压v
s1
为零，因此主功率开关管s1实现zvs(零电压)开通。
[0131]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管s1关断时的电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图如图23所示，从图23的仿真波形可看出主功率开关管s1的关断时其电压v
s1
为零，因此主功率开关管s1实现zvs(零电压)关断。
[0132]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管s1关断时的电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形图如图24所示，从图24的仿真波形可看出主功率开关管s1的关断后电压v
s1
线性上升，因此主功率开关管s1实现准zvs(零电压)关断。
[0133]
以上开关管的动作波形说明：在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的所有开关管均实现了软切换。
[0134]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管s1的缓冲电容c1的电压v
c1
、主功率开关管s3的缓冲电容c3的电压v
c3
、主功率开关管s5的缓冲电容c5的电压v
c5
和直流母线电压v
dclink
仿真波形图如图25所示，从图25的仿真波形可看出主功率开关管每个开关周期实现一次准zvs(零电压)关断。
[0135]
在负载自适应换流控制策略下，谐振直流环节三相逆变器的主功率开关管s1的缓
冲电容c1的电压v
c1
、主功率开关管s3的缓冲电容c3的电压v
c3
、主功率开关管s5的缓冲电容c5的电压v
c5
和直流母线电压v
dclink
仿真波形图如图26所示，从图26的仿真波形可看出主功率开关管每个开关周期实现三次准zvs(零电压)关断。通过对比图25和图26可知，本实施例提出新型svpwm方法降低了主功率开关管每个开关周期的准zvs(零电压)关断次数，从而降低了主功率开关管的开关损耗，提高了逆变器的效率。
[0136]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器在一个逆变器输出周期的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
和第二换流电感l
a2
的电流i
la2
的仿真波形图如图27所示，从图27的仿真波形可看出第一换流电感l
a1
的电流峰值为60a，第二换流电感l
a2
的电流峰值为0a。
[0137]
在负载自适应换流控制策略下，谐振直流环节三相逆变器在一个逆变器输出周期的第一换流电感l
a1
的电流i
la1
和第二换流电感l
a2
的电流i
la2
的仿真波形图如图28所示，从图28的仿真波形可看出第一换流电感l
a1
的电流峰值和第二换流电感l
a2
的电流峰值均为87a。通过对比图27和图28可知，本发明方法下降低了第一换流电感l
a1
和第二换流电感l
a2
的电流应力，从而降低了第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力，降低了换流电路的损耗，提高了逆变器的效率。
[0138]
在本发明方法下，所述谐振直流环节三相逆变器的三相输出相电流i
a
、i
b
、i
c
的仿真波形如图29所示，从图中可以看出该逆变器的三相输出相电流i
a
、i
b
、i
c
的波形依然平滑，畸变很小。
[0139]
综上所述，本发明与现有技术相比，具有以下优点：本发明提出了基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法，与现有技术中的负载自适应换流控制相比，在保证所有开关管都实现软开关动作和保持换流电路低动作频率的基础上，将主功率开关管在每个开关周期的准zvs(零电压)关断次数由三次降低为一次，并最大化的抑制了第一换流开关管s
a1
和第二换流开关管s
a2
的电流应力，从而降低了谐振直流环节三相逆变器的损耗，提高了谐振直流环节三相逆变器的效率。