一种零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器的制作方法

1.本发明涉及一种适用于小型风能、光伏微电网等新能源供电系统的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器，属于dc
‑
dc变换器技术领域。


背景技术：

2.近年来光伏、风电及燃料电池等新能源产业处于快速发展和大规模应用阶段，中国也提出全面实现碳达峰、碳中和的目标。鉴于光伏电池、燃料电池输出电压低(小于100v)，需要升压dc
‑
dc变换器将低的输出电压抬高并入到直流微电网中，由此可以看出，dc
‑
dc变换器是新能源供电系统中的关键组成部分，其性能直接关系到新能源供电系统的稳定性、投入回报率及可持续发展；提高变换器的效率、可靠性、减小体积与重量、降低成本具有十分重要的意义。
3.电流型推挽变换器由于结构简单、具有电气隔离、变压器利用率高、自升压功能及输入电流纹波脉动小等优点常应用于新能源供电系统。但是，传统的电流型推挽类变换器工作在硬开关状态、开关损耗大，功率管两端的电压应力因变压器漏感、线路寄生电感与功率管结电容的作用而远远高于两倍输入电压。随着开关频率的提高，开关损耗及电压应力问题将更加严重，影响整个系统的性能。针对这些问题，中国发明专利公开号为cn109149952a公开了一种电流谐振型软开关推挽直流变换器，在变压器原边增加了一个谐振钳位电容和一个辅助功率管，在轻载下，实现了原边所有功率管的零电压开通，功率管的电压应力等于钳位电容电压，无电压尖峰，但两个主开关悬空，使门极驱动更加复杂，此外由于漏电感和主开关在同一个箝位回路中，主开关功率管两端的电压应力并没有被完全箝位，会导致功率管两端产生电压振荡。因此，有必要进一步研究并解决电流型推挽变换器功率管硬开关及高电压应力等关键问题。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题是：提供一种零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器，在传统电流型推挽变换器的基础上增加一个辅助电路，实现变压器原边所有功率管的零电流关断，同时主功率管的电压应力得到有效钳位，减小了功率管的开关损耗及电压应力。
5.本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
6.一种零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器，包括输入直流电压源v
in
、辅助电路、输入电感l
d
、主功率管、高频变压器、倍压整流电路以及输出负载r
o
；其中，辅助电路包括第一钳位二极管d
a1
、第二钳位二极管d
a2
、谐振电感l
r
、谐振电容c
r
和辅助功率管s
a
，主功率管包括第一功率管s1和第二功率管s2，高频变压器包括原边第一绕组n
p1
、原边第二绕组n
p2
、副边绕组n
s
、原边第一等效漏感l
lk1
和原边第二等效漏感l
lk2
，倍压整流电路包括第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第一倍压电容c
o1
和第二倍压电容c
o2
；
7.所述输入直流电压源v
in
的正极连接谐振电感l
r
的一端、输入电感l
d
的一端，谐振
电感l
r
的另一端连接辅助功率管s
a
的漏极，辅助功率管s
a
的源极连接谐振电容c
r
的正极；输入电感l
d
的另一端连接原边第一绕组n
p1
的异名端、原边第二绕组n
p2
的同名端，第一绕组n
p1
的同名端串联原边第一等效漏感l
lk1
后连接第一功率管s1的漏极、第一钳位二极管d
a1
的阳极，原边第二绕组n
p1
的异名端串联原边第二等效漏感l
lk2
后连接第二功率管s2的漏极、第二钳位二极管d
a2
的阳极；第一钳位二极管d
a1
和第二钳位二极管d
a2
的阴极共同连接于谐振电容c
r
的正极，第一功率管s1的源极、第二功率管s2的源极以及谐振电容c
r
的负极共同连接输入直流电压源v
in
的负极；副边绕组n
s
的同名端连接第一整流二极管d1的阳极、第二整流二极管d2的阴极，副边绕组n
s
的异名端连接第一倍压电容c
o1
的一端、第二倍压电容c
o2
的一端，第一整流二极管d1的阴极、第一倍压电容c
o1
的另一端共同连接输出负载r
o
的一端，第二整流二极管d2的阳极、第二倍压电容c
o2
的另一端共同连接输出负载r
o
的另一端。
8.作为本发明的一种优选方案，所述第一功率管s1和第二功率管s2的pwm驱动信号为：第一功率管s1与第二功率管s2的pwm驱动信号为占空比大于0.5的方波信号，且第二功率管s2的pwm驱动信号在第一功率管s1的pwm驱动信号的基础上相移180度。
9.作为本发明的一种优选方案，所述辅助功率管s
a
的开关频率为第一功率管s1和第二功率管s2开关频率的二倍。
10.作为本发明的一种优选方案，所述辅助电路对第一功率管s1和第二功率管s2进行有源钳位，且钳位电压值为v
o
/(2n) i
lb
[(l
lk1
l
lk2
)/2c
r
]
1/2
，其中v
o
为输出直流电压，n为高频变压器的副、原边绕组匝比，i
lb
为输入电感电流幅值。
[0011]
作为本发明的一种优选方案，所述第一功率管s1、第二功率管s2、辅助功率管s
a
均为功率mosfet。
[0012]
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
[0013]
1、本发明通过辅助电路l
r
、c
r
的谐振作用有利于提高变换器电压增益，在相同电压等级电能变换下有利于减少变压器匝比，有利于简化高频变压器设计。
[0014]
2、本发明辅助电路不仅可对第一、第二功率管两端电压进行有源钳位，使第一、第二功率管实现零电流关断；吸收高频变压器漏感储存的能量，消除高频变压器漏感对主功率管的电压尖峰；同时还可使辅助功率管和整流二极管全部实现零电流开通关断，从而减小了开关损耗，提高了变换效率。
[0015]
3、本发明整流二极管为自然换流，实现零电流开通和关断，二极管两端无电压尖峰，电压应力为输出电压。
[0016]
4、本发明整个变换器结构相对简单，功率管数量小，驱动电路简单，可实现高能效、高可靠的电能变换。
附图说明
[0017]
图1是本发明的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器实施结构示意图。
[0018]
图2是本发明的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器实施电路主要波形示意图。
[0019]
图3
‑
图10是本发明的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。
[0020]
图11
‑
图15是本发明的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器基于psim平台
的仿真波形示意图。
具体实施方式
[0021]
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0022]
图1所示为本发明提出的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器实施结构示意图。变换器结构由输入直流电压源1、辅助电路2、输入电感3、主功率管4、高频变压器5、倍压整流电路6、输出负载7组成。其中，v
in
为输入直流电压源，辅助功率管s
a
与谐振电感l
r
、谐振电容c
r
、钳位二极管d
a1
～d
a2
组成辅助电路，l
d
为输入电感，s1与s2为第一、二功率管，tr为高频变压器，高频变压器tr副原边匝比为n且含原边第一绕组n
p1
、原边第二绕组n
p2
、副边绕组n
s
及原边等效漏感l
lk1
、l
lk2
，整流二极管d1、d2和倍压电容c
o1
、c
o2
组成倍压整流电路，r
o
为输出负载。
[0023]
电路连接关系为：直流电压源v
in
的正极与谐振电感l
r
的上端和输入电感l
d
的左端相连，谐振电感l
r
的下端接于辅助功率管s
a
的漏极，辅助功率管s
a
的源极接于谐振电容c
r
的上端；输入电感l
d
的右端接于变压器原边绕组n
p2
的同名端和原边绕组n
p1
的异名端，变压器原边绕组n
p1
的同名端与第一功率管s1的漏极和二极管d
a1
的阳极相连，变压器原边绕组n
p2
的异名端与第二功率管s2的漏极和二极管d
a2
的阳极相连；二极管d
a1
、d
a2
的阴极共同接于谐振电容c
r
的上端，第一功率管s1的源极、第二功率管的s2源极与谐振电容c
r
的下端共同接于直流电压源v
in
的负极；变压器副边绕组n
s
的同名端与整流二极管d1的阳极和整流二极管d2的阴极相连，变压器副边绕组n
s
的异名端与倍压电容c
o1
的下端和倍压电容c
o2
的上端相连，整流二极管d1的阴极和倍压电容c
o1
的上端共同接于负载r
o
的上端，整流二极管d2的阳极和倍压电容c
o2
的下端共同接于负载r
o
的下端；其特征在于第一、第二功率管s1、s2可通过谐振电感l
r
、谐振电容c
r
的谐振和辅助功率管s
a
的共同作用实现零电流关断，通过辅助电路二极管d
a1
、d
a2
及谐振电容c
r
电压作用可实现对功率管s1、s2两端电压应力有效钳位且钳位电压值为v
o
/(2n) i
lb
[(l
lk1
l
lk2
)/2c
r
]
1/2
，其中i
lb
为输入电感电流幅值；辅助功率管s
a
及副边整流二极管d1、d2通过辅助电路可实现零电流开通和关断；辅助电路二极管d
a1
，d
a2
实现零电流关断，所有二极管两端无电压尖峰，电压应力小，有利于器件选型并实现高效率电能变换。
[0024]
通过辅助电路l
r
、c
r
的谐振作用有利于提高变换器电压增益，在相同电压等级电能变换下有利于减少变压器匝比，有利于简化高频变压器设计。辅助电路不仅可对第一、第二功率管s1、s2两端电压进行有效钳位且实现零电流关断；还可吸收高频变压器漏感储存的能量，消除高频变压器漏感对主功率管电压应力的影响；同时还可使辅助功率管和整流二极管全部实现零电流开通与关断。辅助电路元器件数目少，有源控制功率开关器件少、控制电路简单，有利于降低成本。
[0025]
如图2所示，为本发明提出的零电流开关有源钳位电流型推挽直流变换器主要波形示意图。本发明变换器功率管s1～s2采用的pwm驱动信号为：功率管s1的驱动信号采用占空比大于0.5的方波信号，功率管s2的驱动信号为在第一功率管s1驱动信号的基础上相移180度；功率管s
a
的开关频率为功率管s1和功率管s2开关频率的二倍。
[0026]
以图1为主电路结构，结合图2～图10对本发明零电流开关有源钳位电流型推挽直
流变换器的具体工作原理进行详细的论述。由图2可知，变换器在一个开关周期内的工作可分为8个子模态，分别为[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]、[t4～t5]、[t5～t6]、[t6～t7]、[t7～t8]。图3
‑
图10中的符号名称如下：v
s
：变压器副边电压；i
s
：流过变压器副边电流；i
s1
、i
s2
：流过功率管s1、s2的电流；i
da1
、i
da2
：流过钳位二极管d
a1
、d
a2
的电流；i
lr
：流过谐振电感的电流；i
d1
：流过整流二极管d1的电流；v
ds1
、v
ds2
：功率管s1、s2承受的正向电压；v
dsa
：辅助功率管s
a
承受的正向电压；v
cr
：谐振电容c
r
电压；v
o
：输出电压；t
s
：开关周期，d：占空比。下面详细分析各个子模态的工作过程。
[0027]
为了便于分析，先做如下假设：1)功率管s1、s2、s
a
，钳位二极管d
a1
、d
a2
，整流二极管d1、d2为理想器件，导通压降为零；2)输出倍压电容c
o1
、c
o2
足够大，输出电压v
o
在一个开关周期内可看成两个恒压源；3)倍压电容大小相等且为c
o1
＝c
o2
＝c
o
；4)高频变压器t
r
的副、原边绕组匝比为n且大小为：n＝n
s
/n
p1
＝n
s
/n
p2
，变压器原边漏感为l
lk1
＝l
lk2
＝l
lk
。
[0028]
1、模态1[t0～t1]，如图3所示
[0029]
在t0时刻之前，原边功率管s1和s2共同导通，谐振电容c
r
被充电至最大电压v
clamp
。t0时刻功率管s
a
导通，谐振电感l
r
与谐振电容c
r
发生谐振，谐振电感电流i
lr
和谐振电容钳位电压v
cr
变化为：
[0030][0031]
式中，v
clamp
为谐振电容钳位电压的峰值，谐振角频率
[0032]
此模态中，功率管s
a
实现零电流开通，由于功率管s1和s2共同导通，流过s1与s2的电流各为原边输入电感电流i
ld
的一半，变压器原边绕组短路，副边整流二极管d1、d2截止，电能由倍压电容传输至负载。此模态结束时，谐振电容c
r
放电至零，为功率管s1和s2实现零电流关断创造了条件。
[0033]
2、模态2[t1～t2]，如图4所示
[0034]
当t＝t1时刻，钳位二极管d
a1
、d
a2
正向导通，模态1流经功率管s1的电流换流至d
a1
，s1实现零电流关断。此后由于输入电压的影响，谐振电感电流i
lr
由i
lb
开始线性减小，谐振电感电流i
lr
的变化为：
[0035]
i
lr
(t)＝i
lb
‑
v
in
(t
‑
t1)/l
r
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0036]
式中，i
lb
为输入电感电流幅值。
[0037]
在此模态中，二极管d
a2
两端电压始终为0，二极管d
a2
可实现零电流关断；变压器副边二极管仍处于反偏截止状态，负载继续由倍压电容c
o1
、c
o2
提供电能。当t＝t2时刻，i
lr
减小至i
lb
/2时，钳位二极管d
a2
零电流关断，该模态结束。
[0038]
3、模态3[t2～t3]，如图5所示
[0039]
在此模态中，二极管d
a1
持续导通，辅助电路中的l
r
与c
r
继续发生谐振，谐振电感电流i
lr
由i
lb
/2继续下降，i
lr
与谐振电容端电压v
cr
的变化可表示为：
[0040]
[0041]
t3时刻，i
lr
减小到0，功率管s
a
可实现零电流关断。
[0042]
4、模态4[t3～t4]，如图6所示
[0043]
此模态下，二极管d
a1
继续导通，流经二极管d
a1
的电流i
lb
/2对谐振电容c
r
进行充电，谐振电容端电压线性增加，其变化可以表示为：
[0044]
v
cr
(t)＝i
lb
(t
‑
t3)/(2c
r
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0045]
t4时刻此模态结束时，谐振电容电压v
cr
被充电至v
o
/(2n)，变压器副边状态与上一模态一致。
[0046]
5、模态5[t4～t5]，如图7所示
[0047]
t4时刻，当谐振电容电压v
cr
被充电至v
o
/(2n)时，变压器原边绕组开始产生励磁，副边整流二极管d1导通。此后变压器副边绕组电压为v
o
/2，副边绕组电流开始上升。此状态可近似看成变压器原边漏感l
lk1
、l
lk2
与谐振电容c
r
发生谐振，流经l
lk1
、l
lk2
的电流变化为：
[0048][0049]
谐振电容电压v
cr
的变化为：
[0050][0051]
此阶段的谐振角频率钳位电压v
clamp
最大为：
[0052][0053]
在谐振的作用下，流经二极管d
a1
的电流由i
lb
/2减小到零，此模态结束时，d
a1
实现零电流关断，谐振电容电压v
cr
升至v
clamp
。
[0054]
6、模态6[t5～t6]，如图8所示
[0055]
此模态中，变压器原边仅有功率管s2导通，输入电压直接作用在输入电感l
d
上，变换器功率由输入侧传输至输出侧。
[0056]
7、模态7[t6～t7]，如图9所示
[0057]
t6时刻，功率管s1开始导通，流经s1的电流由0开始上升，流经s2的电流由i
lb
开始下降，同时流过d1的电流下降到0，因此d1能实现零电流开关。此模态结束时，流经功率管s1、s2的电流i
s1
＝i
s2
＝i
lb
/2，，变压器副边绕组电压降至零。
[0058]
8、模态8[t7～t8]，如图10所示
[0059]
t7时刻后，功率管s1和s2都处于导通状态，流过功率管s1和s2的电流相等，变压器原边绕组短路，变压器副边整流二极管截止，输入电感l
d
储能，倍压电容c
o1
、c
o2
向负载提供能量。
[0060]
以图3～图10本发明的变换器的工作原理为基础，利用psim仿真软件对本发明变换器进行了仿真验证，其中变换器参数指标为36v直流输入，400v直流输出，功率管s1和s2开关频率为100khz，输出功率为400w；变换器主电路关键参数为：输入电感l
d
＝132μh，变压器变比n＝4:4:18，变压器原边漏感l
lk1
＝l
lk2
＝600nh，谐振电感l
r
＝1μh，谐振电容c
r
＝2μf，倍压电容c
o1
＝c
o2
＝470nf。
[0061]
图11为输出电压、输出电流、输入电感电流波形图，图示各电压电流大小与变换器参数设计一致。
[0062]
图12为钳位二极管电流、谐振电容电压波形图，验证了变换器可实现有源钳位功能，钳位到v
o
/(2n) i
lb
[(l
lk1
l
lk2
)/2c
r
]
1/2
。
[0063]
图13为第一功率管s1驱动电压、电流、端电压波形图，验证了第一功率管可实现零电流关断。
[0064]
图14为辅助功率管s
a
驱动电压、电流、端电压波形图，验证了辅助功率管可实现零电流开通和关断。
[0065]
图15为变压器副边电流和整流二极管d1电流、端电压波形图，验证了整流二极管可实现零电流关断。
[0066]
本发明通过在传统电流型推挽变换器的基础上增加一个辅助电路含二极管d
a1
、d
a2
，谐振电感l
r
、谐振电容c
r
和辅助功率管s
a
即可实现变压器原边所有功率管的零电流关断，同时主功率管的电压应力得到有效钳位，减小了功率管的开关损耗及电压应力，辅助电路的谐振可提高变换电压增益，且有效回收高频变压器漏感能量；变压器副边二极管可实现零电流开通与关断，无电压尖峰；整个变换器结构相对简单，功率管数量小，驱动电路简单，可实现高能效、高可靠的电能变换。
[0067]
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。