直流电源装置、电力转换装置以及制冷循环装置的制作方法

1.本发明涉及将交流转换为直流并输出的直流电源装置、具备直流电源装置的电力转换装置、以及具备电力转换装置的制冷循环装置。


背景技术：

2.在下述专利文献1中公开有应用被称为同步整流的技术来实现损失减少的直流电源装置。
3.专利文献1：日本特开2015
‑
208109号公报
4.然而，上述专利文献1是为了实现减少因在高边二极管产生的反向恢复电流而引起的开关损失的发明，而没有进行关于对消耗电力的范围较广的产品的应用的研究。即，在专利文献1所示的技术中，存在与消耗电力相应的效率的改善不充分这一课题。


技术实现要素：

5.本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于获得一种应用于消耗电力的范围较广的产品并能够进行与消耗电力相应的效率的改善的直流电源装置。
6.为了解决上述的课题并实现目的，本发明所涉及的直流电源装置具备整流电路，该整流电路具备多个在内部具有寄生二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管，并将多个金属氧化物半导体场效应晶体管桥连接，该整流电路经由电抗器与交流电源连接。另外，直流电源装置具备：电容器，其连接于整流电路的输出端子之间；第1检测器，其检测作为交流电源的输出电压的电源电压的极性或者相位；以及第1电流检测器，其检测在整流电路中流动的第1电流。控制部具有：第1动作模式，其进行在电流向与寄生二极管相同的方向流动的时机使金属氧化物半导体场效应晶体管进行接通动作的同步整流；以及第2动作模式，其对金属氧化物半导体场效应晶体管进行脉冲宽度调制控制来将电容器的两端电压升压，在低消耗电力时，启动第1动作模式，在高消耗电力时，启动第2动作模式。
7.根据本发明所涉及的直流电源装置，能够应用于消耗电力的范围较广的产品，并起到能够进行与消耗电力相应的效率的改善的效果。
附图说明
8.图1是表示包括实施方式1所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。
9.图2是用于实施方式1所涉及的直流电源装置中的金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor：mosfet)的动作说明的第1图。
10.图3是用于实施方式1所涉及的直流电源装置中的mosfet的动作说明的第2图。
11.图4是表示实现图1的控制部的功能的硬件结构的一个例子的框图。
12.图5是表示实现图1的控制部的功能的硬件结构的另一例子的框图。
13.图6是表示使实施方式1中的整流电路的开关元件动作的第1动作波形的图。
14.图7是表示使实施方式1中的整流电路的开关元件动作的第2动作波形的图。
15.图8是表示使实施方式1中的整流电路的开关元件动作的第3动作波形的图。
16.图9是表示使实施方式1中的整流电路的开关元件动作的第4动作波形的图。
17.图10是用于实施方式1的控制部中的动作模式的说明的图。
18.图11是表示实施方式2的整流电路中的驱动电路的电路结构的电路图。
19.图12是表示实施方式2中的充电模式时的动作波形的图。
20.图13是表示实施方式3中的整流电路的动作波形的图。
21.图14是表示实施方式4中的整流电路的动作波形的图。
22.图15是用于实施方式4中的直流电流的检测时机的说明的图。
23.图16是表示使实施方式4中的整流电路的开关元件动作的第1动作波形的图。
24.图17是表示使实施方式4中的整流电路的开关元件动作的第2动作波形的图。
25.图18是表示包括实施方式5所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。
26.图19是表示包括实施方式6所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。
27.图20是表示包括实施方式7所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。
28.图21是表示实施方式8所涉及的制冷循环装置的结构例的图。
具体实施方式
29.以下参照附图，对本发明的实施方式所涉及的直流电源装置、电力转换装置以及制冷循环装置详细地进行说明。此外，本发明并不限定于以下的实施方式。
30.实施方式1
31.图1是表示包括实施方式1所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。在图1中，实施方式1所涉及的马达驱动装置100具备电抗器2、整流电路3、电容器4、倒相电路5、电源电压过零检测电路7、直流电压检测电路8、直流电流检测电路9、10以及控制部11。在这些结构部中，电抗器2、整流电路3、电容器4、电源电压过零检测电路7、直流电压检测电路8以及控制部11构成实施方式1所涉及的直流电源装置50。另外，直流电源装置50、倒相电路5、直流电流检测电路10以及控制部11构成实施方式1所涉及的电力转换装置70。此外，在图1中，控制部11构成为对整流电路3和倒相电路5分别进行控制的共用的控制部，但也可以构成为具备分别独立地控制整流电路3和倒相电路5的两个控制部。另外，从直流电源装置50进行观察，电抗器2也可以是外部的结构要素。另外，这里，将电容器4作为直流电源装置50的结构要素，但也可以是倒相电路5的结构要素。
32.整流电路3具有作为mosfet的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4，并经由电抗器2与交流电源1连接。将4个开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4桥连接，开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4分别在内部具有寄生二极管d3
‑
1～d3
‑
4。此外，存在将开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4中的开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
2称为“上臂的开关元件”或简称为“上臂”的情况。另外，存在将开关元件sw3
‑
3、sw3
‑
4称为“下臂的开关元件”或简称为“下臂”的情况。另外，存在将开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3的组、和开关元件
sw3
‑
2、sw3
‑
4的组分别称为“上下臂”的情况。
33.整流电路3还具备对开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4分别进行驱动的驱动电路3a～3d。整流电路3将经由电抗器2供给的交流电源1的交流电力转换为直流电力。
34.电抗器2连接于交流电源1与整流电路3之间，将从交流电源1向整流电路3供给的电源电流is平滑化。电容器4是平滑电容器。电容器4具有正极端子和负极端子。电容器4与整流电路3的输出端子间连接，并将整流电路3的输出电压平滑化。
35.倒相电路5具有桥连接的6个开关元件sw5
‑
1～sw5
‑
6，并与整流电路3的输出端连接。整流电路3与倒相电路5通过作为一对直流母线的正侧直流母线16a和负侧直流母线16b来连接。在图1中，将正侧直流母线16a中的电容器4的正极侧的连接点表示为p，将负侧直流母线16b中的电容器4的负极侧的连接点表示为n。
36.倒相电路5将整流电路3输出的直流电力转换为三相交流电力，并向作为三相马达的马达6供给。即，通过从倒相电路5输出的三相电力驱动马达6。在倒相电路5中，开关元件sw5
‑
1～sw5
‑
6的一个例子是图示的mosfet，但也可以使用绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor：igbt)。开关元件sw5
‑
1～sw5
‑
6分别具备以反并联的方式连接的二极管d5
‑
1～d5
‑
6。反并联的连接是指将mosfet的漏极与二极管的阴极连接，并将mosfet的源极与二极管的阳极连接。
37.另外，在马达驱动装置100中，电源电压过零检测电路7基于作为交流电源1的输出电压的电源电压vs来辨别电源电压vs的极性。直流电压检测电路8检测电容器4的两端电压。直流电流检测电路9检测在整流电路3中流动的电流。直流电流检测电路10检测在倒相电路5中流动的电流。将电源电压过零检测电路7、直流电压检测电路8、直流电流检测电路9以及直流电流检测电路10的各检测信号向控制部11输入。此外，在以下的记载中，存在将电源电压过零检测电路7称为“第1检测器”，将直流电压检测电路8称为“第2检测器”的情况。另外，存在将在整流电路3中流动的电流称为“第1电流”，将检测第1电流的直流电流检测电路9称为“第1电流检测器”的情况。另外，存在将在倒相电路5中流动的电流称为“第2电流”，将检测第2电流的直流电流检测电路10称为“第2电流检测器”的情况。
38.直流电流检测电路9通过增幅器9b增幅由在分流电阻9a中流动的直流电流产生的分流电阻9a中的电压降，并给予至控制部11。同样，直流电流检测电路10通过增幅器10b增幅由在分流电阻10a中流动的直流电流产生的分流电阻10a中的电压降，并给予至控制部11。增幅器9b、10b能够构成为使用运算放大器。此外，在实施方式1的直流电流检测电路9、10中，为通过对分流电阻9a或者分流电阻10a中的电压降进行增幅来检测直流电流的结构，但也可以为使用了能够检测直流电流的变流器(current trasformer：ct)的结构。另外，在图1中，作为分流电阻9a或者分流电阻10a，记载了使用一个电阻的情况，但也可以具备2个或3个以上的电阻。
39.控制部11具备模拟数字(analog digital：ad)转换部12～14。直流电压检测电路8的检测信号是模拟信号，通过ad转换部12将其转换为表示检测值的数字信号。直流电流检测电路9、10的各检测信号也是模拟信号，通过ad转换部13、14将它们分别转换为表示检测值的数字信号。
40.控制部11基于由电源电压过零检测电路7产生的极性辨别信号zc、和直流电流检测电路9的检测值来生成整流电路3的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4中的控制各自的接通或者断
unit：中央处理器)、或者dsp(digital signal processor：数字信号处理器)之类的运算单元。另外，对于存储器302，能够例示ram(random access memory：随机存储器)、rom(read only memory
‑
只读存储器)、闪存、eprom(erasable programmable rom：可擦除可编程只读存储器)、eeprom(注册商标)(electrically eprom：电可擦可编程只读存储器)之类的非易失性或者易失性的半导体存储器。
51.具体而言，在存储器302储存有执行控制部11中的控制功能的程序。处理器300经由接口304收发必要的信息，处理器300执行储存于存储器302的程序，处理器300参照储存于存储器302的表格，由此能够执行下述的马达控制。基于处理器300的运算结果能够存储于存储器302。
52.另外，如图5所示，图4所示的处理器300和存储器302也可以置换为处理电路305。对于处理电路305而言，可以为单一电路、复合电路、asic(application specific integrated circuit：专用集成电路)、fpga(field
‑
programmable gate array：现场可编程门阵列)、或者将这些组合而成的电路。能够经由接口304进行向处理电路305输入信息、以及从处理电路305输出信息。
53.图6是表示使实施方式1中的整流电路3的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4动作的第1动作波形的图。在图6的(a)中示出了作为交流电源1的输出电压的电源电压vs的波形，在图6的(b)中示出了从电源电压过零检测电路7输出的极性辨别信号zc。此外，极性辨别信号zc的极性将图1所示的电源电压vs的箭头的方向作为正来进行处理。根据该定义，极性辨别信号zc的极性为图6的(b)所示的极性，在电源电压vs的极性为正的情况下，极性辨别信号zc为“h”(高：high)。另外，在电源电压vs的极性为负的情况下，极性辨别信号zc为“l”(低：low)。
54.在图6的(c)中示出了直流电流idc1的波形。直流电流idc1的极性将图1所示的箭头的朝向作为正。在该定义的情况下，通过与图1所记载的接地(ground：gnd)位置的关系，在分流电阻9a以负极性检测箭头的朝向的电流，但在控制部11的处理中，极性反转能够自由地进行。此外，在图6的(c)中，为了容易观察，以正极性示出了直流电流idc1的波形。
55.在上述中，对直流电流idc1的极性进行了说明，但能够仅通过直流电流idc1的极性来辨别过电流的原因。例如，将直流电流idc1在图1所示的箭头的朝向上流动时作为负极性。而且，在检测到正极性的过电流的情况下，能够判定为该过电流是在上下臂短路时产生的过电流。这是因为，在上下臂短路时，有正极性的直流电流idc1流动。另外，在检测到负极性的过电流的情况下，能够判定为该过电流是在过载时产生的过电流。这是因为，在过载时，有负极性的直流电流idc1流动。这样，通过直流电流检测电路9中的极性辨别，能够瞬时地辨别是由上下臂短路产生的过电流、还是过载时的过电流。由此，能够高速并且可靠地实施需要高速时的切断的上下臂的短路保护。另外，能够仅通过极性辨别来实施短路保护，因此即使在通过图4所示的那样的软件处理实现控制部11的情况下，也能够实施高速切断。由此，能够以小型且廉价的方式提供可靠性较高、故障较少的电力转换装置70。
56.另外，在图1的结构中，直流电流检测电路9插入至共用gnd端子、与作为mosfet的开关元件sw3
‑
3、sw3
‑
4的源极端子侧的连接点之间。由此，图1所示的电力转换装置70能够构成为基于共用gnd的非绝缘型的电力转换装置。由此，不使用绝缘功放或者光耦合器之类的绝缘电路就能够构成装置，因此能够使信号的收发高速化。另外，能够以廉价的方式提供高响应性的电力转换装置。
57.接下来，对实施方式1中的整流电路3的主要部位的动作进行说明。如上述那样，基于由电源电压过零检测电路7产生的极性辨别信号zc、和直流电流检测电路9的检测值来控制开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4。
58.在直流电流idc1的检测值为预先决定好的阈值以上的情况下，控制部11使下述的开关元件接通，在为阈值以下的情况下，使下述的开关元件断开。在图6的(c)中，用“idc_on”表示该阈值。此外，在图6中，用相同的值记载了接通的阈值和断开的阈值，但并不限定于此。也可以在接通的阈值与断开的阈值之间具有滞后，使接通的阈值与断开的阈值不同。另外，这里，以阈值以上、阈值以下的情况进行了说明，但不言而喻，也可以是超过阈值、小于阈值的情况。
59.在直流电流idc1的检测值为预先决定好的阈值以上的情况下接通的开关元件是sw3
‑
1～3
‑
4中的两个。基于由电源电压过零检测电路7检测到的交流电源1的极性、即极性辨别信号zc来决定这两个开关元件。在电源电压过零检测电路7检测到“h”的情况下，如图6的(d)、(g)所示，将开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4控制为接通。另外，在电源电压过零检测电路7检测到“l”的情况下，如图6的(e)、(f)所示，将开关元件sw3
‑
2、sw3
‑
3控制为接通。而且，在直流电流idc1的检测值从阈值以上变为了小于阈值的情况下，将开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4中的接通的开关元件控制为断开。在图6的(d)～(g)中示出了电源电压vs的1个周期的期间的情况。
60.如上述的那样，整流电路3由mosfet构成，因此如图1所示，向mosfet赋予寄生二极管。因此，即使不向mosfet的栅极供给接通信号，寄生二极管也接通，从而被称为电容器输入的电流从交流电源1流动。通过在该电流流动的时机将mosfet接通，如图2所示，能够通过电流向接通电阻较低的fet主体侧流动的同步整流来减少整流电路3的损失。
61.接下来，对与图6不同的动作进行说明。图7是表示使实施方式1中的整流电路3的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4动作的第2动作波形的图。此外，图7中的信号波形的排列与图6相同。
62.在图7的动作波形中，与图6的差异点是通过控制部11对开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3进行脉冲宽度调制(pulse width modulation：pwm)控制这一点。通过进行pwm控制，能够将从交流电源1向整流电路3流动的电流的波形生成为正弦波。除此之外，也能够进行使作为电容器4的两端电压的连接点pn间的电压上升至电源电压vs的实效值的√2倍以上的升压控制。此外，由于能够将输入电流的波形生成为正弦波能够，因此不言而喻，能够将电源功率因数几乎控制为1，并将电源高次谐波电流几乎控制为0。
63.如上述那样，通过对开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3进行pwm控制，能够将电容器4的两端电压升压，因此通过提高升压电压，能够满足消耗电力较大的动作范围。倒相电路5和马达6决定电流容量，根据马达6的电流容量，选定倒相电路5中的开关元件sw5
‑
1～sw5
‑
6的电流容量。例如，若将电流容量较大的开关元件用于倒相电路5，则在开关元件sw5
‑
1～sw5
‑
6接通的情况下产生的导通损失和开关损失存在比电流容量较小的开关元件大的趋势。假如若选定损失较小而电流容量较大的开关元件，则倒相电路5成为非常昂贵的电路。因此，为了以适当的销售价格将消耗电力的范围较广的产品提供给使用者，要求选定电流容量较小的开关元件。
64.对于上述的要求，应用实施方式1的技术。具体而言，在消耗电力较大的动作范围
内，对构成整流电路3的开关元件sw3
‑
1和sw3
‑
3进行pwm控制。通过pwm控制将整流电路3的输出电压升压。由于将整流电路3的输出电压升压，因此不增大倒相电路5和马达6的电流容量，就能够与电压上升的量对应地增大消耗电力。由此，能够获得应用于高效率的产品的电力转换装置。
65.进一步来说，若应用实施方式1的技术，则能够使用电流容量较小的开关元件。由此，在消耗电力较小的动作范围内，能够减小倒相电路5的损失。而且，在从消耗电力的范围较窄的条件到消耗电力的范围较广的条件的任一条件下，都能够构成损失较少的电力转换装置。并且，通过整流电路3的输出电压的升压，也能够使最大负荷量上升。因此，根据实施方式1所涉及的电力转换装置，能够兼得基于低负荷时的效率改善的节能特性、和提高了最大负荷的高功率特性。
66.另外，图8是表示使实施方式1中的整流电路3的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4动作的第3动作波形的图。图8表示与图6及图7不同的动作波形。在图8中，在图6和图7所示的信号波形中，将除了(c)之外的(a)、(b)、(d)～(g)的信号波形示出1.5个周期。另外，在(b)与(d)之间示出了电源电流is的波形。
67.在图8中，在电源电压vs的半个周期，使以图6所示的交流电源1的极性而未接通的开关元件接通1个脉冲。若具体地进行说明，则在电源电压vs的最初的半个周期，为了使开关元件sw3
‑
1接通而控制信号sa变为了“h”，但在其紧前为了使开关元件sw3
‑
3接通而控制信号sc变为了“h”。另外，在电源电压vs的下一半个周期，为了使开关元件sw3
‑
3接通而控制信号sc变为了“h”，但在其紧前为了使开关元件sw3
‑
1接通而控制信号sa变为了“h”。这些动作是使交流电源1的输出短路的、被称为所谓的“电源短路”的动作。通过这些动作，能够改善功率因数。这里，这样的功率因数改善动作不会妨碍上述的实施方式1的效果，即使一起使用也没有任何问题。相反，也可以在图6与图7的动作的中间夹有图8那样的功率因数改善动作。这样，在上述的效果的基础上，也能够获得功率因数改善效果。
68.此外，在图8中，在电源半个周期使电源短路动作进行1个脉冲，但并不限定于此。即使在电源半个周期进行多个脉冲的电源短路动作，也能够不脱离本发明的目的地实施。
69.另外，将图8的阈值idc_on设定得比图6的阈值高。在图8中，若在电源电压vs的正极性时根据极性辨别信号zc输出“h”，则在经过预先设定好的时间后，首先，开关元件sw3
‑
3进行接通动作而形成了电源短路状态。然后，通过阈值idc_on，作为正极性下的动作的开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4进行接通动作。在该动作中，若通过阈值idc_on使开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4断开，则同步整流状态较快地结束，电流在寄生二极管中流动的时间变长。因此，在图8中，通过阈值idc_off来实施使同步整流结束的时机、即使开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4断开的时机。由此，与通过阈值idc_on使开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4断开的情况相比，能够将电流在fet主体中流动的同步整流的状态维持得较长。
70.另外，图9是表示使实施方式1中的整流电路3的开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4动作的第4动作波形的图。图9表示与图6～图8的各附图不同的动作波形。此外，图9中的信号波形的排列与图6相同。另外，图9中的阈值idc_on的值与图6的阈值相同。
71.在图9中，在将开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
4控制为接通后，仅在将开关元件sw3
‑
3控制为接通的情况下，将开关元件sw3
‑
1控制为断开。在该情况下，控制部11设置与阈值idc_on不同的阈值，并以接通动作从开关元件sw3
‑
1向开关元件sw3
‑
3切换的方式控制开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3。在图9中未示出该动作，但也可以通过任意的方法来实现，实现方法是任意的。
72.在实施方式1的控制中，通过控制部11，选择性地实施图6和图7的控制。具体而言，对于控制部11而言，在从交流电源1供给的电力低于预先设定好的设定值的情况下，进行图6所示的控制，在高于预先设定好的设定值的情况下，进行图7所示的控制。从交流电源1供给的电力低于预先设定好的设定值的情况是指与马达6连接的未图示的负载的消耗电力较低的情况。将这样的状态称为“低消耗电力时”。另外，从交流电源1供给的电力高于预先设定好的设定值的情况是指负载的消耗电力较高的情况。将这样的状态称为“高消耗电力时”。另外，将低消耗电力时与高消耗电力时之间的中间的状态称为“中消耗电力时”。此外，在负载的消耗电力较高的情况下，从整流电路3向倒相电路5供给的电力也变大。因此，也可以将与从整流电路3向倒相电路5供给的电力的高低相应的各个状态称为“低消耗电力时”、“中消耗电力时”以及“高消耗电力时”。
73.图10是用于实施方式1的控制部11中的动作模式的说明的图。如图10所示，控制部11至少具有第1动作模式、第2动作模式以及第3动作模式这3个动作模式。第1动作模式是对整流电路3的各开关元件实施图6所示的同步整流的动作模式。第2动作模式是对整流电路3的各开关元件实施图7所示的pwm控制的动作模式。第3动作模式是对整流电路3的各开关元件实施图8所示的控制的动作模式。控制部11根据负载的消耗电力启动这3个动作模式中的任意一个来控制整流电路3的各开关元件。
74.图10的横轴表示负载的消耗电力ps，随着朝向右方向而消耗电力变大。另外，在图10中，“ps_ps”是从第1动作模式移至第3动作模式时的阈值。以下，同样，“ps_sp”是从第3动作模式移至第1动作模式时的阈值，“ps_sf”是从第3动作模式移至第2动作模式时的阈值，“ps_fs”是从第2动作模式移至第3动作模式时的阈值。另外，第1动作模式是在低消耗电力时实施的动作模式，第2动作模式是在高低消耗电力时实施的动作模式，第3动作模式是在中消耗电力时实施的动作模式。“ps_ps”与“ps_sp”这两个阈值为了使控制稳定化而具有滞后特性。对于“ps_sf”与“ps_fs”这两个阈值，也是相同的。
75.此外，在图10的例子中，记载为在第3动作模式中实施图8所示的控制，但也可以代替图8而实施图9所示的控制。
76.另外，在上述中，说明为在负载的消耗电力ps是低消耗电力、是中消耗电力、还是高消耗电力的判定中使用从交流电源1供给的电力，但并不限定于该例子。例如，也可以使用根据由直流电流检测电路9和直流电压检测电路8检测到的检测值通过运算而求出的电力。另外，也可以基于检测从交流电源1供给电力的电力的未图示的电力检测电路中的检测值来判定。
77.另外，也可以代替负载的消耗电力ps而基于马达6的转速、或者在马达6中流动的马达电流来切换。另外，若是不脱离本发明的目的的范围，也可以使用任意的检测值。
78.如以上说明的那样，根据实施方式1所涉及的直流电源装置，具有：第1动作模式，进行在电流向与寄生二极管相同的方向流动的时刻使mosfet进行接通动作的同步整流；和第2动作模式，对mosfet进行脉冲宽度调制控制来将电容器的两端电压升压。而且，直流电源装置所具备的控制部在低消耗电力时启动第1动作模式，在高消耗电力时启动第2动作模式。由此，能够应用于消耗电力的范围较广的产品，并能够进行与消耗电力相应的效率的改善。
79.另外，根据实施方式1所涉及的直流电源装置，在低消耗电力时，尽量减少开关的次数，从而能够获得基于mosfet的同步整流的低损失效果。另外，在高消耗电力时，通过对mosfet进行pwm控制来将直流电压升压，从而能够减小在倒相电路和马达中流动的电流。由此，能够应用廉价并且损失较少的mosfet。由此，能够提供低损失的电力转换装置。
80.实施方式2
81.图11是表示实施方式2的整流电路3中的驱动电路3a～3d的电路结构的电路图。在图11中，驱动电路3a是驱动mosfet的源极端子经由电抗器2与交流电源1电连接的开关元件sw3
‑
1的驱动电路。另外，驱动电路3b是驱动mosfet的源极端子经由电抗器2与交流电源1电连接的开关元件sw3
‑
2的驱动电路。此外，对与图1所示的实施方式1相同或者同等的结构部标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
82.开关元件sw3
‑
3、sw3
‑
4的mosfet的源极端子经由直流电流检测电路9与共用gnd电连接。因此，驱动电路3c、3d从与共用gnd连接的控制电源22直接接受mosfet的驱动电力的供给。与此相对地，开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
2的mosfet的源极端子与交流电源1电连接，因此能够从控制电源22直接接受驱动电力的供给。
83.因此，驱动电路3a经由二极管20a和电阻21a的串联电路与控制电源22连接。由此，在sw3
‑
3接通的情况下，二极管20a接通而将控制电源22与驱动电路3a电连接，从而能够接受使mosfet栅极驱动的驱动电力的供给。将此时供给的电力充电至电容器23a。因此，即使在二极管20a断开而没有驱动电力的供给的情况下，也能够向开关元件sw3
‑
1供给驱动电力。驱动电路3b也经由二极管20b和电阻21b的串联电路与控制电源22连接。这些是一般被称为自举电路的技术，是公知的。因此，省略进一步的动作说明。
84.对于该自举电路而言，二极管20a、20b、和电容器23a、23b成为重要的关键部件。此外，在以下的说明中，将二极管20a、20b称为“自举二极管20a、20b”，并将电容器23a、23b称为“自举电容器23a、23b”。另外，以下，以自举二极管20a和自举电容器23a为中心进行动作说明。
85.自举电容器23a的负极端子与作为mosfet的开关元件sw3
‑
1的源极端子连接，自举电容器23a的正极端子经由二极管20a和电阻21a的串联电路与控制电源22连接。
86.若与自举电容器23a的负极性侧连接的开关元件sw3
‑
3接通，则将电荷充电至自举电容器23a，从而确保驱动电力。若是实施方式1的整流电路3，则即使开关元件sw3
‑
3的mosfet没有接通，若来自交流电源1的充电电流向电容器4流动，则寄生二极管d3
‑
3也接通，因此实现自举电容器23a的充电。通过相同的动作也能够实现自举电容器23b的充电。
87.另一方面，例如在由宽带隙半导体形成的mosfet的情况下，寄生二极管的电压特性较差，寄生二极管中的电压效果较大。因此，自举电容器的充电电压需要比寄生二极管高出vf的量的电位。存在因该vf而mosfet的驱动变得不稳定的情况。这里所说的“不稳定”例如是指在串联连接的上臂的开关元件与下臂的开关元件之间dv/dt等开关特性的平衡失衡的情况。若开关特性的平衡失衡，则存在整流电路3的举动变得不稳定的情况。
88.因此，在实施方式2中，准备控制向自举电容器23a、23b的充电的新的动作模式。这里，将新的动作模式称为“充电模式”。另外，有时将该充电模式称为“第4动作模式”。图12是表示实施方式2中的充电模式时的动作波形的图。此外，图12中的信号波形的排列与图6相同。
89.在图12的动作波形中，在电源电压vs的极性为正的半个周期中，在电源电压vs的峰值的前后，对电容器4进行充电的充电电流流动。因此，在实施方式2的充电模式时，在电源电压vs的极性为正的半个周期中，将开关元件sw3
‑
4控制为接通。此时，自举电容器23b的负极端子不是经由寄生二极管而是经由mosfet的fet主体侧与gnd电位电连接。由此将积蓄于自举电容器23b的驱动电力的电位与控制电源22的电位之差抑制vf的量，因此能够实现稳定的mosfet的驱动。
90.此外，在电源电压vs的极性为负的半个周期，将开关元件sw3
‑
3控制为接通，改善自举电容器23a的充电动作。以下的动作与自举电容器23b相同，省略重复的说明。
91.如以上说明的那样，根据实施方式2所涉及的直流电源装置，通过将电荷充电至自举电容器，能够驱动开关元件sw3
‑
1和sw3
‑
2。另外，不在驱动电路3a、3b专门设置控制电源就能够驱动开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
2，因此能够将直流电源装置和电力转换装置小型化。
92.实施方式3
93.图13是表示实施方式3中的整流电路3的动作波形的图。与图13对应的动作波形图是图7。
94.在图13的动作波形中，与图7的差异点在于按照每个作为交流电源1的周期的电源周期更换进行pwm动作的开关元件这一点。若使用图13来具体地进行说明，则首先，开关元件sw3
‑
1与开关元件sw3
‑
4作为一组进行动作，开关元件sw3
‑
2与开关元件sw3
‑
3作为一组进行动作。而且，在开关元件sw3
‑
1进行pwm动作时，开关元件sw3
‑
4为了实现同步整流而与pwm无关地继续进行接通动作。另外，在开关元件sw3
‑
1的pwm动作后，开关元件sw3
‑
4成为pwm动作，开关元件sw3
‑
1变化为继续进行与pwm无关的接通动作的动作。这些动作在开关元件sw3
‑
2与开关元件sw3
‑
3的组中也相同。
95.通过交替地更换实施pwm动作，均匀地产生开关损失，从而将这4个开关元件中的发热均衡化。由此，能够以相同的特性的部件设计4个开关元件，从而能够实现基于部件标准化而抑制了成本的低成本的产品。
96.另外，由于将发热量分散，因此散热对策也无需对每个开关元件进行单独的设计，从而能够进行共用的设计。
97.此外，如图7那样，不交替地更换pwm动作的实施形态也存在其他的方面上的效果。例如，通过将发热量大量地聚集于两个开关元件，能够将散热设计集中于该两个开关元件。由此，通过提高该两个开关元件的可靠性，能够提高装置整体的可靠性。即，在产品的品质面上，可以是图7的动作，也可以是图13的动作，也可以实施任意的动作。
98.此外，在图13中，按照交流电源1的每1个周期来更换两个开关元件的组，但并不限定于此。对于更换的周期而言，可以每两个周期进行更换，也可以以3个以上的整数倍的周期进行更换。
99.另外，根据4个开关元件具有的偏差，在从交流电源1流入的输入电流中，也假定产生输入电流中的正极性的波形与负极性的波形成为非对称形状的不平衡。然而，通过进行更换上述的pwm动作的控制，从而将元件之间的偏差均匀化。由此，抑制输入电流中的波形的不平衡。
100.此外，在通过上述的控制也产生波形的不平衡的情况下，也可以将4个开关元件中的任意一个开关元件作为基准，以抑制相对的不平衡的方式调整基于pwm动作的开关元件
的接通时间。通过这样的控制，也能够抑制输入电流中的波形的不平衡。由此，能够将本来不会产生的高次谐波电流的产生抑制交流电源1的偶数次等。另外，能够进一步减少高次谐波电流，因此能够提供不产生对交流电源1的障碍的电力转换装置。
101.并且，在即使修正至一定阈值也没有抑制不平衡的情况下，判断为任意一个开关元件的开路故障。开路故障是电流流动的路径是断路状态，因此不能通过通常的控制来检测。然而，通过更换pwm动作，在不平衡的产生模式上发生变化。根据该变化，能够辨别哪一个开关元件是否发生了开路故障。
102.另外，也可以不实施到一定阈值为止的修正，而仅通过不平衡产生量来辨别开关元件的开路故障。另外，为了进行不平衡检测，也可以有意或者强制性地制作不实施修正的动作形态。此外，另外也能够假定若干应用，但若是不脱离本发明的目的的范围，则也可以使用任意的方法。
103.实施方式4
104.图14是表示实施方式4中的整流电路3的动作波形的图。在图14中示出了进行图7或者图13所示的pwm动作的情况下的开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3的驱动波形、和用于pwm信号的生成的载波的波形。
105.在图14中，“sa”是用于控制开关元件sw3
‑
1的控制信号，“sc”是用于控制开关元件sw3
‑
3的控制信号。在实现一般的pwm控制的处理器中，采用被称为互补pwm的方式。在互补pwm方式中，以上下臂的开关元件不同时接通的方式生成为排他关系的控制信号。
106.在互补pwm方式中，作为pwm周期的基准的三角波的峰或谷的任意一方或者双方为控制的基准时刻。具体而言，控制算法开始动作的时刻以峰或者谷为基准。另外，在进行检测信号的ad转换的ad转换部12～14中，保持检测信号的时刻、开始ad转换的时机的时刻等以峰或者谷为基准。
107.这里，如图14的例子所示，也假定以每个载波周期变更调制波信号那样的动作。这里，以三角波的载波的峰为基准来设定调制波信号的duty、即占空比。在该情况下，控制开关元件sw3
‑
1的控制信号sa相对于以峰为基准的图中的虚线为左右对称的波形。另一方面，控制开关元件sw3
‑
3的控制信号sc相对于以谷为基准的图中的虚线为左右非对称的波形。另外，控制信号sc的中心相对于载波周期产生偏离。
108.因此，若在载波周期的峰或谷的任意一个持续检测直流电流，则检测电流在开关元件的接通的中央时机消失，并产生检测误差。该检测误差引起输入电流的不平衡，也可能成为使控制算法失败的触发。
109.根据上述的点，在实施方式4中，例如串联连接的上下臂的开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3构成控制部11，使得以必定在控制信号sa、sc接通的期间的中心时机检测到直流电流的方式产生用于以比载波的半个周期短的时间进行取样的正时信号。由此，能够抑制不希望的检测误差，从而能够使整流电路3的动作的稳定性提高。
110.另外，也可以不是控制信号sa、sc接通的期间的中心时机。例如，在控制信号sa、sc中的接通脉冲中，若接通脉冲上升的时刻与直流电流的检测时刻之间的第1时间、与作为接通脉冲的宽度的第2时间的时比率在控制信号sa、sc之间相同，则也可以是脉冲前端部或脉冲后方部。其中，在中央部以外的情况下，绝大多数是开关元件sw3
‑
1与开关元件sw3
‑
3不是相同的占空比的情况，两者的接通脉冲的宽度不同。因此，运算使上述时比率相同的时机的
时刻较为复杂。因此，检测脉冲中央部的方法简单即可。
111.图15是用于实施方式4中的直流电流idc1的检测时机的说明的图。在图15示出直流电流idc1的波形，在该波形上描绘有表示直流电流idc1的检测时机的时刻的黑圆圈的点。在图15中，黑圆圈的点的曲线间隔是半个载波周期。
112.图15的情况是电流检测取样比较粗糙的情况的例子。另外，在图15中，用向下的箭头表示处理器中的处理开始时机。在图15中，箭头的间隔是2个载波周期。该2个载波周期是控制算法的周期，实施对在载波半周期中检测到的检测电流的若干个进行间隔剔除的间隔剔除控制。
113.在实施方式4中，进行假定不能缩短电流检测的取样周期的电流检测控制。具体而言，根据过去的检测电流推断现在的检测电流。而且，为以下控制，即：若预测到在上次的取样时刻与这次的取样时刻之间超过阈值，则以被预测为超过阈值的时刻为取样时刻的方式控制取样间隔，并在该取样时刻强制性地检测电流。或者也可以在预测时刻强制性地切换开关元件的接通和断开。通过这些控制，即使是图15所示的那样的间隔剔除控制，也能够在必要时刻实施电流取样，从而能够比较准确地检测必要的电流。由此，能够提供使用廉价的处理器并且具备更高性能的升压功能的电力转换装置。
114.图16是表示使实施方式4中的整流电路3的开关元件动作的第1动作波形的图。与图16对应的动作波形图是图6或者图12。在图16中，除了图6或者图12所示的动作波形之外，还示出有电源电压vs的相位θs的波形。即，在控制图16的动作的实施方式4的整流电路3中，附加有检测或者运算电源电压vs的相位θs的功能。
115.在图16中，基于电源电压vs的相位θs来控制对开关元件sw3
‑
1的接通或者断开进行控制的控制信号sa。由此，能够抑制由检测延迟等产生的同步整流范围的缩小，通过在更广的范围内实现同步整流，能够提供高效率的电力转换装置。
116.另外，在图16的例子中，如图示的那样，为了避免极性反转时的开关元件的同时接通，设定有同时接通防止相位角(在图中为
±
5度)。由此，能够可靠地实施上下臂短路的抑制。
117.另外，图17是表示使实施方式4中的整流电路3的开关元件动作的第2动作波形的图。在图16中，基于电源电压vs的相位θs来控制对开关元件sw3
‑
1进行控制的控制信号sa，但在图17中，控制了对开关元件sw3
‑
4进行控制的控制信号sd。此时，上臂侧的mosfet的寄生二极管能够在维持了逆恢复特性的状态下进入至同步整流。由此，能够使电力转换装置更稳定地动作。
118.实施方式5
119.图18是表示包括实施方式5所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。在图18中，在实施方式5所涉及的马达驱动装置100a中，在图1所示的实施方式1所涉及的马达驱动装置100的结构的基础上，将直流电源装置50替换为直流电源装置50a，并将电力转换装置70替换为电力转换装置70a。在直流电源装置50a中，追加了与电抗器2并联连接的继电器15、和与电抗器2串联连接的电抗器2a。此外，存在将电抗器2a称为“第2电抗器”的情况。另外，其他的结构与实施方式1的结构相同或者同等，对相同或者同等的结构部标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
120.在图18的结构中，将电抗器2的电感值l0、与作为第2电抗器的电抗器2a的电感值
la的关系设定为l0＞la。通过控制部11，根据开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4的动作模式来控制继电器15的开闭。
121.具体而言，在图6所示的第1动作模式的情况下，将继电器15控制为打开状态。此时，电路的电感值为l0 la。由此，能够设定为适合于第1动作模式的电抗器的电感值。
122.另外，在图7所示的第2动作模式的情况下，将继电器15控制为关闭状态。此时，电路的电感值为必要最小限度的电感值la。由此，能够设定为适合于第2动作模式的电抗器的电感值。
123.此外，如上述的那样，第2动作模式是实施pwm控制的动作模式。在pwm控制中，若使用过大的电感值的电抗器，则电抗器中的两端电压变得过大，从而有可能引起绝缘劣化。因此，若在第1动作模式和第2动作模式中使用共用的电抗器，则需要更昂贵的部件。另一方面，在实施方式5中，通过继电器15，能够根据动作模式以适宜的电抗器的电感值进行控制。由此，能够以更高的效率并且更高的功率因数使整流电路3动作。另外，能够在整流电路3中进行产生高次谐波电流较少的动作。另外，能够以廉价并且小型的部件实现电力转换装置。
124.并且，在图18中，构成为使用继电器15来切换电抗器的电感值，但并不限定于此。若是能够使电抗器2的两端短路的开闭器，则也可以使用任意的单元。
125.实施方式6
126.图19是表示包括实施方式6所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。在图19中，在实施方式6所涉及的马达驱动装置100b中，在图18所示的实施方式5所涉及的马达驱动装置100a的结构的基础上，将直流电源装置50a替换为直流电源装置50b，并将电力转换装置70a替换为电力转换装置70b。在直流电源装置50b中，将整流电路3替换为整流电路3a，并追加与电抗器2并联连接的电抗器2a’。此外，存在将电抗器2a’称为“第3电抗器”的情况。
127.整流电路3a由6个开关元件构成。在整流电路3a中追加有在内部具有寄生二极管d3
‑1’
的开关元件sw3
‑1’
、和在内部具有寄生二极管d3
‑3’
的开关元件sw3
‑3’
。另外，在整流电路3a中追加有分别驱动开关元件sw3
‑1’
、sw3
‑3’
的驱动电路3a’、3c’。控制部11输出用于分别控制开关元件sw3
‑1’
、sw3
‑3’
的控制信号sa’、sc’。其他的结构与实施方式5的结构相同或者同等，对相同或者同等的结构部标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
128.在图19中，电抗器2a与作为串联连接的元件对的开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3的连接点连接，电抗器2a’与作为串联连接的元件对的开关元件sw3
‑1’
、sw3
‑3’
的连接点连接。存在将开关元件sw3
‑
1、sw3
‑
3的组称为“第1元件对”，并将开关元件sw3
‑1’
、sw3
‑3’
的组称为“第2元件对”的情况。
129.电抗器2a’由与电抗器2a相同的电感值构成。此外，若标称的电感值相等，则能够视为两者的电感值相等，即使存在测定的误差、由老化引起的误差、由劣化引起的误差等，也可以相同地进行处理。另外，开关元件sw3
‑
1和开关元件sw3
‑1’
在相位相互反转180度的状态下进行动作。与开关元件sw3
‑
3、sw3
‑3’
的关系也相同。在将相位反转180度的状态下动作的控制是作为交错控制的公知的控制方法，这里省略说明。
130.根据实施方式6，通过使直流电源装置为交错化的结构，能够使用电感值更小的电抗器构成。虽然电感元件的个数增加，但能够由廉价的电抗器构成，因此能够抑制成本的增加，并且能够进行高次谐波电流的抑制。
131.另外，根据实施方式6，作为整流电路3a，能够应用一般的变频器用的6元件模块。由此，能够提高通用性和部件采购性，从而能够廉价地构成直流电源装置。
132.并且，根据实施方式6所涉及的直流电源装置，通过为交错化的结构，能够将pwm动作时的电流波动几乎减半，从而能够减少噪声。另外，通过发热量的分散，能够将部件的热寿命均衡化，因此能够廉价地实现直流电源装置的长寿命化。
133.实施方式7
134.图20是表示包括实施方式7所涉及的电力转换装置在内的马达驱动装置的结构的图。在图20中，在实施方式7所涉及的马达驱动装置100c中，在图1所示的实施方式1所涉及的马达驱动装置100的结构的基础上，将直流电源装置50替换为直流电源装置50c，并将电力转换装置70替换为电力转换装置70c。在直流电源装置50c中，追加有与电抗器2串联连接的热敏电阻16、和与热敏电阻16并联连接的继电器15。其他的结构与实施方式1的结构相同或者同等，对相同或者同等的结构部标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
135.热敏电阻16是具有正的温度系数的ptc(positive temperature coefficient：正温度系数)热敏电阻。
136.在图20中，在开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4中的至少一个发生了短路故障的情况下，经由未发生短路故障的其他的开关元件的寄生二极管而成为电源短路，从而大电流向整流电路3流入。此时，与电抗器2串联地插入有热敏电阻16，因此因热敏电阻16的发热而热敏电阻16高电阻化，从而抑制由短路故障引起的过电流。由此，抑止由开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4的短路故障引起的2次损伤，因此能够抑止开关元件sw3
‑
1～sw3
‑
4的短路故障波及到电力转换装置70c整体的情况。
137.实施方式8
138.图21是表示实施方式8所涉及的制冷循环装置的结构例的图。图21所示的制冷循环装置120是实施方式1～7所涉及的马达驱动装置的应用例。此外，在图21中，例示了分体式的空调机，但并不限定于分体式。另外，在实施方式8中，对制冷循环装置120构成空调机的例子进行说明，但制冷循环装置120并不限定于空调机，也能够应用于冰箱和冷冻库之类的具备制冷循环的设备。另外，在图21中，将实施方式1～4所涉及的马达驱动装置100用于制冷循环装置120，但并不限定于此。也可以代替实施方式1～4所涉及的马达驱动装置100而将实施方式5～7所涉及的马达驱动装置100a～100c中的任意一个用于制冷循环装置120。
139.如图1所示，实施方式8所涉及的制冷循环装置120具备压缩机101、四通阀102、室外热交换器103、膨胀阀104、室内热交换器105、制冷剂配管106以及马达驱动装置100。在制冷循环装置120中，构成经由制冷剂配管106安装有压缩机101、四通阀102、室外热交换器103、膨胀阀104以及室内热交换器105的制冷循环。另外，在制冷循环装置120中的压缩机101的内部，设置有压缩制冷剂的压缩机构107和使其动作的马达6。压缩机101的马达6与马达驱动装置100电连接。马达驱动装置100用来驱动用于压缩制冷剂的压缩机101的马达6。
140.此外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，也能够与其它的公知的技术组合，在不脱离本发明的主旨的范围内，也能够省略、变更结构的一部分。
141.例如，在上述的各实施方式中，以单相电源对交流电源1进行了说明，但并不限定于此。若能够获得上述的各实施方式的效果，也可以代替单相电源而使用三相电源或者多
相电源。能够灵活地进行这样的类型的变形。
142.附图标记说明
143.1：交流电源；2、2a、2a’：电抗器；3、3a：整流电路；3a～3d、3a’、3c’、5a～5f：驱动电路；4：电容器；5：倒相电路；6：马达；6a：固定件；6b：永磁旋转件；7：电源电压过零检测电路；8：直流电压检测电路；9、10：直流电流检测电路；9a、10a：分流电阻；9b、10b：增幅器；11：控制部；12～14：ad转换部；15：继电器；16：热敏电阻；16a：正侧直流母线；16b：负侧直流母线；20a、20b：二极管(自举二极管)；21a、21b：电阻；22：控制电源；23a、23b：电容器(自举电容器)；50、50a、50b、50c：直流电源装置；70、70a、70b、70c：电力转换装置；100、100a、100b、100c：马达驱动装置；101：压缩机；102：四通阀；103：室外热交换器；104：膨胀阀；105：室内热交换器；106：制冷剂配管；107：压缩机构；120：制冷循环装置；300：处理器；302：存储器；304：接口；305：处理电路；d3
‑
1～d3
‑
4、d3
‑1’
、d3
‑3’
：寄生二极管；d5
‑
1～d5
‑
6：二极管；sw3
‑
1～sw3
‑
4、sw3
‑1’
、sw3
‑3’
、sw5
‑
1～sw5
‑
6：开关元件。