充电电路及充电电路的调频调相控制方法与流程

1.本发明涉及电动汽车充电技术领域，特别是一种充电电路及充电电路的调频调相控制方法。


背景技术：

2.随着节能减排，以及控制大气污染的需求，新能源汽车逐渐在市场上得到推广运用，其中电动汽车更是新能源汽车的主力军。整车厂对充电模块的效率、emc性能、输出电流纹波要求越来越高，对于充电模块主流厂商通过更改内阻更小的功率管或使用sic器件提升效率，通过增加emi滤波电路降低干扰及输出电流纹波，该方案不仅增大了体积也增加了成本。
3.因此，如何提出一种充电电路及充电电路的调频调相控制方法，不仅满足充电模块的充电效率、emc性能、输出电流波纹等性能要求，并且控制简单是业界亟待解决的技术问题。


技术实现要素：

4.针对现有技术中充电模块性能提升时增大体积和成本的问题，本发明提出了一种充电电路及充电电路的调频调相控制方法。
5.本技术的技术方案为，提出了一种充电电路，包括原边转换电路、至少一个副边转换电路、以及连接所述原边转换电路和副边转换电路的变压器，还包括设于所述充电电路中的电路参数采集器、以及与所述电路参数采集器连接的控制器；所述控制器根据所述电路参数采集器获取所述充电电路的电路参数，计算得出所述充电电路的最优工作频率，将所述充电电路的工作频率固定在所述最优工作频率，并在所述最优工作频率上抖频控制所述充电电路的工作状态。
6.进一步，所述原边转换电路中具有第一组功率开关和第二组功率开关，所述副边转换电路中具有第三组功率开关和第四组功率开关，所述第一组功率开关通断的波形与所述第三组功率开关通断的波形之间存在相角差；所述控制器根据所述电路参数采集器采集的电路参数与预设电路参数比较，并通过调节所述相角差使充电电路的电路参数接近或等于所述预设参数。
7.进一步，还包括：当所述充电电路的电路参数小于所述预设参数时，所述控制器调整对所述第三组功率开关和第四组功率开关发波控制，使所述相角差增大，当所述充电电路的电路参数大于所述预设参数时，所述控制器调整对所述第三组功率开关和第四组功率开关发波控制，使所述相角差减小。
8.进一步，所述控制器设有充电模式和逆变模式；充电模式时，电能由原边转换电路流向副边转换电路；逆变模式时，电能由副边转换电路流向原边转换电路。
9.进一步，最优工作频率的计算方式包括：
电路参数采集器采集副边转换电路的输出电流和输出电压、以及原边转换电路的输入电压，控制器根据所述副边转换电路的输出电流和输出电压计算得出副边转换电路的输出功率，并根据所述副边转换电路的输出功率计算得出原边转换电路的输入功率，再根据所述原边转换电路的输入功率和所述原边转换电路的输入电压计算得出输出阻抗及与其对应的工作频率。
10.进一步，所述输出功率的计算公式为：pout=io1*vo1；所述输入功率的计算公式为：pin=pout/η；输出阻抗的计算公式为：z(ts) = (vin*vin)/pin ；其中pout为输出功率、pin为输入功率、η为效率、vin为输入电压、z(ts)为输出阻抗、io1为输出电流、vo1为输出电压。
11.进一步，相角差的确定方式包括：电路参数采集器采集所述副边转换电路的输出电压和输出电流，并将输出电流与预设的电流值进行比较，对两者的差值进行环路补偿，将所得的补偿值与预设的电压值进行取小运算、取最小值作为电压环基准值，并将输出电压与所述电压环基准值进行差值运算，对两者的差值进行环路补偿，用所得的补偿值产生所述相角差。进一步，所述抖频控制的方式包括：设置抖频区间为第一工作频率与第二工作频率之间，其中第二工作频率大于第一工作频率，当所述充电电路的工作频率达到所述第一工作频率时，控制器延时预设时间后降低所述第一组功率开关、第二组功率开关、第三组功率开关和第四组功率开关的开关周期；当所述充电电路的工作频率达到所述第二工作频率时，控制器延时预设时间后升高所述第一组功率开关、第二组功率开关、第三组功率开关和第四组功率开关的开关周期。
12.进一步，当所述充电电路适用于多模块并机时，多个从机并连设置，且各从机之间的相角差为2π/n，其中n为并机数量。
13.本发明还提出了一种充电电路的调频调相控制方法，包括以下步骤：采集充电电路的电路参数；根据所述电路参数计算出最优工作频率；将所述充电电路的工作频率固定在所述最优工作频率；在所述最优工作频率上抖频控制所述充电电路的工作状态。
14.进一步，所述最优工作频率的计算方法包括：采集充电电路的输出电流和输出电压、以及输入电压；根据输出电流和输出电压计算得出输出功率；根据所述输出功率计算得出输入功率；根据所述输入功率和输入电压计算得出输出阻抗及与其对应的工作频率。
15.进一步，所述输出功率的计算公式为：pout=io1*vo1；所述输入功率的计算公式为：pin=pout/η；输出阻抗的计算公式为：z(ts) = (vin*vin)/pin ；其中pout为输出功率、pin为输入功率、η为效率、vin为输入电压、z(ts)为输出阻抗、io1为输出电流、vo1为输出电压。
16.进一步，所述抖频控制的方法包括：设置抖频区间为第一工作频率与第二工作频率之间，其中第二工作频率大于第一工作频率，当所述充电电路的工作频率达到所述第一工作频率时，延时预设时间后升高工作频率至所述第二工作频率；当所述充电电路的工作频率达到所述第二工作频率时，延时预设时间后降低工作频率至所述第一工作频率。
17.与现有技术相比，本发明不仅能够满足充电模块的充电效率、emc性能、输出电流波纹等性能要求，而且控制简单，不会增大体积或提高成本。
附图说明
18.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
19.图1为本发明充电电路拓扑结构图；图2为充电电路移相控制逻辑时序；图3为充电电路控制原理框图；图4为本发明工作频率计算流程图；图5 为输出功率、输入电压与控制频率仿真图；图6为抖频控制流程图；图7 为增加抖频控制前的波形；图8 为增加抖频控制后的波形；图9为多模块并机图；图10 为多模块并机输出纹波仿真图。
具体实施方式
20.为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
21.由此，本说明书中所指出的一个特征将用于说明本发明的一个实施方式的其中一个特征，而不是暗示本发明的每个实施方式必须具有所说明的特征。此外，应当注意的是本说明书描述了许多特征。尽管某些特征可以组合在一起以示出可能的系统设计，但是这些特征也可用于其他的未明确说明的组合。由此，除非另有说明，所说明的组合并非旨在限制。
22.下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。
23.现有技术中通过更改内阻更小的功率管或使用sic器件提升效率，通过增加emi滤波电路降低干扰及输出电流波纹，但上述方案不仅增大了充电模块的体积还提高了控制难度，本发明的目的在于，提出一种充电电路及充电电路的调频调相控制方法，通过调节第一组功率开关和第三组功率开关之间的相角差从而调节电路参数，使充电电路的频率固定在最优工作频率上，从而提高充电效率，同时在最优工作频率上增加抖频控制优化emc性能，
代替了现有技术中增设emi滤波电路和使用sic器件的方案，以此方案在满足充电模块的充电效率、emc性能和输出电流波纹等性能要求的同时，控制简单且不会增大体积和提高成本。
24.请参见图1为本发明充电电路拓扑结构图，其为一个双端输出的充电电路，包括有原边转换电路和两个副边转换电路，分别为副边第一转换电路、副边第二转换电路，还包括连接原边转换电路与副边第一转换电路和副边第二转换电路的变压器，电路中还设置有一个控制器dsp（数字信号处理器），其分别与原边转换电路、副边第一转换电路和副边第二转换电路连接，能够通过一个dsp实现灵活控制两个直流输出端口的电压，调压精确。
25.其中，控制器用于根据充电电路的电路参数，计算得出充电电路的最优工作频率，然后将充电电路的工作频率固定在该最优工作频率上，并对其施加抖频控制从而优化emc性能。为获取充电电路的电路参数，在充电电路中设有电路参数采集器，其与控制器dsp连接，用于采集充电电路的电路参数并传输给控制器，控制器根据电路参数可以计算得出充电电路的最优工作频率，并对电路进行控制。
26.其中，电路参数采集器至少包括有采集副边第一转换电路输出电流的副边第一电流采集器、采集副边第一转换电路输出电压的副边第一电压采集器、以及采集原边转换电路输入电压的原边电压采集器。
27.采集获取副边第一转换电路的输出电流和输出电压后，需要与预设的输出电流和输出电压比较，当副边第一转换电路的输出电流和输出电压低于预设的输出电流和输出电压时，需要升高器输出电流和输出电压，反之则需要降低输出电流和输出电压，使其达到预设的输出电压和输出电流，其中调节副边第一转换电路的输出电流和输出电压的方法为通过调节原边转换电路与副边第一转换电路中功率开关的相角差实现。
28.具体的，请参见图1，原边转换电路具有第一组功率开关（q1、q4）和第二组功率开关（q2、q3），副边第一转换电路具有第三组功率开关（q5、q8）和第四组功率开关（q6、q7），其中第一组功率开关（q1、q4）和第二组功率开关（q2、q3）的通断动作相反，第三组功率开关（q5、q8）与第四组功率开关（q6、q7）的通断动作相反，其第一组功率开关（q1、q4）通断的波形与第三组功率开关（q5、q8）通断的波形之间存在相角差φ，相对的第二组功率开关（q2、q3）通断的波形与第四组功率开关（q6、q7）通断的波形之间也存在相角差φ。控制器与四组功率开关相连，用于控制四组功率开关的通断状态，从而调节相角差φ的大小。
29.其中，当副边第一转换电路的输出电流和输出电压小于预设的输出电流和输出电压时，控制器调整对第三组功率开关和第四组功率开关发波控制，使相角差增大；当副边第一转换电路的输出电流和输出电压大于预设的输出电流和输出电压时，控制器调整对第三组功率开关和第四组功率开关发波控制，使相角差减小。
30.请参见图2为充电电路移相控制逻辑时序图，当相角差φ增大时，相对于第一组功率开关的导通波形，第三组功率开关的的导通波形右移，相角差φ减小时，相对于第一组功率的导通波形，第三组功率开关的导通波形左移。需要指出，所谓开关导通的占空比为50%实际上包含死区时间，死区时间是pwm输出时，为了使上下桥臂不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。死区时间越小，输出波形越好，但是会降低可靠性，一般为us级。因本发明不调节死区时间，为描述方便，故此将开关导通的占空比笼统称为50%，实际上导通时间略小于50%。
31.控制器设有充电模式和逆变模式，充电模式时，电能由原边转换电路流向副边第一转换电路；逆变模式时，电能由副边第一转换电路流向原边转换电路。
32.参看图2示出的移相控制逻辑时序，q1～q4，q5～q8全部按照50%的占空比进行发波，其中q1和q4时序一致，q2和q3时序一致， 两者之间有死区时间；q5和q8时序一致，q6和q7时序一致， 两者之间有死区时间；最为核心的控制为：q1～q4，q5～q8之间的发波存在相角差φ。通过控制q1～q4，q5～q8之间的相角差φ，从而控制能量在“原边转换电路”和“副边第一转换电路”之间的传递方向以及大小。当q5～q8按照50%的占空比进行发波时，考虑到c4是属于电容特性“隔直通交”，则变压器t1的w2绕组两端电压是控制在“副边第一转换电路”的输出电压正负交互翻转；此时t1的w3和w4绕组电压则是根据变压器的w2/w3或者w2/w4映射出对应电压值，此时“副边第二转换电路”则可以通过控制q11和d1形成一个buck降压电路，且输出功率完全可控。
33.图3示出了较佳实施例的控制原理框图，控制器将采集到的副边第一转换电路输出电流和输出电压与预设的输出电流和输出电压进行比较和补偿，用所得补偿值产生相角差φ，第一组功率开关q1、q4的发波时刻加上相角差φ为第三组功率开关q5、q8发波时刻。参看图2示出的移相控制逻辑时序，第一和第二组功率开关的导通和截止动作相反，第三和第四组功率开关的导通和截止动作相反。
34.其相角差的确定方法具体包括：通过电路参数采集器采集副边第一转换电路的输出电压和输出电流，并将输出电流与预设的电流值进行比较，对两者的差值进行环路补偿，将所得的补偿值与预设的电压值进行取小运算、取最小值作为电压环基准值，并将输出电压与所述电压环基准值进行差值运算，对两者的差值进行环路补偿，用所得的补偿值产生所述相角差φ。
35.请参见图4，其为本发明工作频率的计算流程图，其包括副边第一转换电路输出功率pout的计算、获取原边转换电路的输入电压vin、以及工作频率f的计算，具体步骤包括：采集副边第一转换电路的输出电流和输出电压、以及原边转换电路的输入电压，根据副边第一转换电路的输出电流和输出电压计算得出副边第一转换电路的输出功率，并根据副边第一转换电路的输出功率计算得出原边转换电路的输入功率，再根据原边转换电路的输入功率和原边转换电路的输入电压计算得出当前输入功率下的输出阻抗及与之对应的工作频率，该工作频率即为最优工作频率。
36.其中，输出功率的计算公式为：pout=io1*vo1；输入功率的计算公式为：pin=pout/η；根据公式zo1=(vo1)2/pout可以计算出副边第一转换电路阻抗zo1；根据公式zin=（w1/w2）
2 * zo1可以计算出原边转换电路等效阻抗zin；由于原边转换电路中存在电感l1和电容c1，两者组成一个可以随开关周期变化而等效电抗发生变化的网络，其数学表达式为：根据公式rin= (vin*vin)/pin可以计算出原边转换电路阻抗rin；
然后联立rin和z（ts）的计算公式可以得出输出阻抗的计算公式为：z(ts) = (vin*vin)/pin ，得出输出阻抗后根据z（ts）的计算公式可以得出开关管的开关周期ts，从而得出对应的工作频率，由于该工作频率是基于当前输出电流和输出电压计算得出，为符合当前输出功率的最佳工作频率，故其为最优工作频率。
37.其中pout为输出功率、pin为输入功率、η为效率、vin为输入电压、z(ts)为输出阻抗、io1为输出电流、vo1为输出电压、w1为原边绕组匝数、w2为副边第一绕组匝数。
38.一实施例中，l1为30uh，cl为300nf，先根据输出负载的大小，找出阻抗，再选择合适的ts，从而获得较优的z (ts)，如此时输出功率为满载6.6kw，输出电压为400v，原边绕组匝数w1为14匝，副边第一绕组匝数w2为15匝，则w2所等效阻抗为：（400v）2/6600w=24.242
ω
；按照设计电抗匹配的思路，将z(ts)控制在和阻抗映射值基本一致，则ts为13.53us，此时对应的开关频率为74khz 。
39.请参见图5为输出功率、输入电压与控制频率仿真图，其横坐标为控制频率，纵坐标为输出功率，可以看出输入电压不变时，输出功率随控制频率的增大而减小；输出功率不变时，控制频率随着输入电压的增大而增大，其具体表现公式与z(ts) = (vin*vin)/pin 相同。
40.具体的，抖频控制方法包括：设置抖频区间为第一工作频率与第二工作频率之间，其中第二工作频率大于第一工作频率，当所述充电电路的工作频率达到第一工作频率时，控制器延时预设时间后降低第一组功率开关、第二组功率开关、第三组功率开关和第四组功率开关的开关周期；当充电电路的工作频率达到第二工作频率时，控制器延时预设时间后升高第一组功率开关、第二组功率开关、第三组功率开关和第四组功率开关的开关周期。
41.其中，工作频率的增大和减小通过控制器调节第一组功率开关、第二组功率开关、第三组功率开关和第四组功率开关的开关周期实现，当功率开关的开关周期增大时，工作频率降低；反之当功率开关的开关周期减小时，工作频率升高。
42.具体的，请参见图6，设开始的工作频率为第一工作频率f1，启动计时后判断时间是否达到预设时间t1，当达到预设时间t1后升高工作频率至第二工作频率f2，达到第二工作频率f2后开始计时，当达到预设时间t1后减小工作频率直至工作频率重新降低到第一工作频率f1，并回到初始步骤并开始计时。从图6中可以看出，通过本发明的抖频控制方法后，其工作频率将始终维持在第一工作频率f1与第二工作频率f2之间，能够有效的优化emc性能。
43.请结合图7和图8，其图7为未增加抖频控制时的emi测试波形，图8未增加抖频控制后的emi测试波形，从图中可以看出抖频策略分散了干扰能量，在相同环境下500khz~1mhz，10m
‑
30mhz范围的输入传导波形有明显改善。
44.本发明的控制方法还适用于多模块并机时，多个从机并连设置，且各从机之间的相角差为2π/n，其中n为并机数量。请参见图9为多联机并机图，设定主机发送pwm同步信号从机接受后进行锁相同步，相角相差2π/n,其中n为并机数量。开关周期内的开通时期依次滞后一定时间，从而使每个变换器中的流过的电流呈现交错状态，用以减小输入电流纹波
和输出电容纹波电流有效值。
45.图10为多模块并机输出纹波仿真图，其分别列举了两台、三台、四台从机并连的情况，可以看出并机数量为2时，各从机之间的相角差为π，并机数量为3时，各从机之间的相角差为2π/3，并机数量为4时，各从机之间的相角差为π/2，以此并机数量为n时，各从机之间的相角差为2π/n。
46.本发明还提出了一种充电电路的调频调相控制方法，包括：采集充电电路的电路参数；根据所述电路参数计算出最优工作频率；将所述充电电路的工作频率固定在所述最优工作频率；在所述最优工作频率上抖频控制所述充电电路的工作状态。
47.其中，最优工作频率的技术方法包括：采集充电电路的输出电流和输出电压、以及输入电压；根据输出电流和输出电压计算得出输出功率；根据所述输出功率计算得出输入功率；根据所述输入功率和输入电压计算得出最优工作频率。
48.输出功率的计算公式为：pout=io1*vo1；输入功率的计算公式为：pin=pout/η；输出阻抗的计算公式为：z(ts) = (vin*vin)/pin ；其中pout为输出功率、pin为输入功率、η为效率、vin为输入电压、z(ts)为输出阻抗、io1为输出电流、vo1为输出电压。
49.抖频控制的方法包括：设置抖频区间为第一工作频率与第二工作频率之间，其中第二工作频率大于第一工作频率，当所述充电电路的工作频率达到所述第一工作频率时，延时预设时间后升高工作频率至所述第二工作频率；当所述充电电路的工作频率达到所述第二工作频率时，延时预设时间后降低工作频率至所述第一工作频率。
50.与现有技术相比，本发明能够将充电电路的工作频率固定在最优工作频率，同时增加抖频控制方法，优化了emc性能，相较于现有技术，不用增设sic器件、emi滤波电路等，控制方法简单且成本更低。
51.以上的仅为本发明的部分或优选实施例，无论是文字还是附图都不能因此限制本发明保护的范围，凡是在与本发明一个整体的构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明保护的范围内。