一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器的制作方法

1.本发明属于大功率高稳定度直流电源技术领域，涉及一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器。


背景技术：

2.稳态强磁场装置中水冷磁体高稳定度直流电源系统的输出功率高达数十兆瓦，输出电流数十ka，考虑价格和技术成熟等因素，电路通常采用“可控硅整流 lc滤波”技术方案。电源输出电流纹波要求限制在10ppm以内或更低以满足高场核磁共振等应用对磁场低纹波的要求。而电流纹波的改进主要受限于lc滤波难于有效滤除的50
‑
150hz等低频纹波。针对大功率高稳定度直流电源的电流纹波参数通用的优化方法是：在电源直流输出端串联有源滤波器来对电流纹波进行补偿。
3.目前，世界各大强磁场实验装置的高稳定度直流电源串联有源滤波方案有2种，变压器耦合电流注入和三极管线形调节二种方法。例如文献：“g kido,s nimori,k hashi,m kosuge,h kudo,k suda,t miyoshi,et al.,development of active filter with mos
‑
fet for 15mw dc power source[j],institute of physics publishing journal of physics:conference series 2006(51)580
‑
582”以及文献：“李旷,肖国春.稳定直流电源用串联型有源电力滤波器研究[j].电力电子技术,2003,37(3):4
‑
7”。其中，如图3所示，采用变压器耦合电流注入法的有：法德联合的强磁场实验室24mw电源系统、日本筑波国家强磁场实验室15mw电源系统、中科院等离子体物理研究所强磁场实验室10mw电源系统；如图4所示，采用三极管线形调节法的有：美国佛罗里达州的国家强磁场实验室40mw电源系统、荷兰奈密根强磁场实验室20mw电源系统。目前，在输出端串联有源滤波器的方式实现的电流纹波参数的最好指标是10ppm。但是这两种方法都存在技术限制，其中前者要求对纹波电流的检测精度非常高，后者则在造价和功耗上非常大。
[0004]
在三极管线形调节有源滤波器方案中，晶体管串联在输出回路中，直接承载了较大的工作电流，需要采用许多晶体管并联连接，同时为了保证一定的驱动电流，采用级联形式。如美国强磁场10mw电源的线性调整电路部分采用了336个400v/200a的大功率晶体管，其中300个晶体管并联于主回路中，且每个晶体管需串联15mω的均流电阻。其体积非常巨大，实现的难度也将成倍增加。此外，为了保证调整管在允许的纹波电压范围内都能可靠的工作在线性工作区，设置其两端压降为12v，这也将导致调整管的损耗非常大。对于20ka的输出电流，其损耗达到240kw左右。若以每天满负荷工作3小时、一年250天、每度电1元计算，其有源滤波全年的电费约为18万元。
[0005]
而变压器耦合电流注入法有源滤波器方案能够在一定程度上克服上述串联线性调整有源滤波方案的不足。耦合变压器的绕线电阻较小，因而变压器的损耗也很小。但是，有源滤波的注入法要求实现对对磁体电流中几十个ppm的纹波电流进行无延时的提取和放大，所需要的控制精度非常高(<1ppm)，这也直接限制了最终对电流纹波的补偿效果。
[0006]
另外，在这两种方法中，串联有源滤波器的跟踪目标是输出电流，而其主器件是三
极管或变压器，其两端电压不确定。而前级主电源系统的跟踪目标也是输出电流，这样前后2级就会产生耦合关系，需要对整个电源系统的控制系统重新设计。
[0007]
此外，对电压纹波的无延时精密提取，目前常用的方案包含模拟滤波器(低通或带通滤波器)，或采用数字滤波方式。而常规的提取方式除了会带来延时的问题，还可能使得在某个频率段产生180度的相移，从而最终放大纹波电压，导致电源输出振荡。


技术实现要素：

[0008]
本发明的所要解决的技术问题在于如何设计一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器，为10mw级大功率高稳定度电源系统直流侧串联有源滤波器的设计提供一种全新的思路。
[0009]
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
[0010]
一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器，包括前级主电源(1)、串联有源滤波器(2)、电压纹波无延时提取电路(3)、负载(4)；所述的电压纹波无延时提取电路(3)并联在前级主电源(1)的输出端，所述的串联有源滤波器(2)反串联在电压纹波无延时提取电路(3)与负载(4)之间；串联有源滤波器(2)跟踪输入电压纹波无延时提取电路(3)提取的前级主电源(1)的输出电压纹波，通过反馈控制使串联有源滤波器(2)两端输出与前级主电源(1)的输出电压纹波相位相反、幅值相同的交流分量，实现负载(4)的低输出电流纹波。
[0011]
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的前级主电源(1)包括：输入电源(11)、电感l0、电容c0、二极管do；所述的输入电源(11)经过电感l0、电容c0构成的滤波器输出电压uc，二极管do反并联在电感l0、电容c0构成的滤波器的输出端，电压纹波无延时提取电路(3)并联在二极管do的两端。
[0012]
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的串联有源滤波器(2)反串联在电压纹波无延时提取电路(3)与负载(4)之间指的是：所述的串联有源滤波器(2)由多个相同结构的子模块并联组成，所有子模块输出端的正极连接在一起，作为串联有源滤波器(2)输出正极um ，所有子模块的输出端的负极连接在一起，作为串联有源滤波器(2)输出负极um
‑
；所述的输出正极um 与负载(4)的一端连接，所述的负极um
‑
与电压纹波无延时提取电路(3)的一端连接。
[0013]
作为本发明技术方案的进一步改进，每个所述的子模块均包括：fpc电路(21)、h桥电路(22)、高频变压器(23)、同步整流桥电路(24)、电感l2、电容c2；所述的fpc电路(21)、h桥电路(22)、高频变压器(23)、同步整流桥电路(24)首尾依次串联，所述的电感l2、电容c2构成lc无源滤波器(25)，所述的lc无源滤波器(25)连接在同步整流桥电路(24)的输出端；所有子模块的电容c2的正极连接在一起，作为串联有源滤波器(2)输出正极um ，所有子模块的电容c2的负极连接在一起，作为串联有源滤波器(2)输出负极um
‑
。
[0014]
作为本发明技术方案的进一步改进，考虑到磁体电流方向始终为正，为了简化设计，使其仅工作于第一象限，在串联有源滤波器(2)的电压给定值uref上叠加一个直流偏置电压udc，以保证串联有源滤波器(2)在允许的正负极纹波电压范围内都输出正电压，即：uref＝
‑
uac udc，其中，uac表示前级主电源(1)输出的电压纹波。
[0015]
作为本发明技术方案的进一步改进，工作过程为：前级主电源(1)先不工作，先启
动串联有源滤波器(2)，此时串联有源滤波器(2)的电压给定值uref等于直流偏置电压udc，由直流偏置电压udc为磁体提供电流；设置直流偏置电压udc的上升时间，控制此电流上升率，使电压上升至串联有源滤波器(2)的电压给定值uref；当串联有源滤波器(2)的输出电压稳定后，启动前级主电源(1)，控制磁体电流按照给定的上升率上升至电流的给定值，此时，串联有源滤波器(2)的电压给定值uref等于直流偏置电压udc叠加负的前级主电源(1)的输出电压纹波uac。
[0016]
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的h桥电路(22)的开关频率不小于50khz。
[0017]
作为本发明技术方案的进一步改进，电容c2的参数可以通过下面公式确定：uac/zc＝1％*im/k；其中，uac为前级主电源(1)输出的电压纹波，zc为k个并联的电容c2在所需要的频率范围的容抗，im为磁体电流额定值，k为子模块个数。
[0018]
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的电压纹波无延时提取电路(3)包括：电阻r1、电容c3、电容c4；所述的电容c3和电容c4串联后再并联在前级主电源(1)的输出端，电阻r1并联在电容c3两端，电容c3的一端与负极um
‑
连接。
[0019]
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的电压纹波无延时提取电路(3)的工作原理是：使用2个串联的电容c3、电容c4实现对其纹波电压的提取，提取比例k1＝c4/c3；使用电阻r1实现对其直流分量的提取,提取比例k2＝r1/rc4，其中，rc4为电容c4的绝缘电阻。
[0020]
本发明的优点在于：
[0021]
(1)显著降低该装置的造价和功耗。本发明的技术方案采用高频开关电源技术，实现对纹波分量的高速跟踪和补偿，也就是相当于在原电源系统基础上再串联一个高频开关电源作为直流侧有源滤波器。与现有的技术方案相比，同样功率输出的情况下，现有技术的方案的功率全部消耗在有源滤波器装置上，而本发明的技术方案的采用的高频开关电源在满量程输出时效率可达到80％以上，其造价和功耗明显降低。
[0022]
(2)显著降低对纹波信号的检测精度。本发明的技术方案跟踪的是原电源系统的输出电压纹波，而非电流纹波。当然，为了尽可能减小最终的输出电流纹波，依然要求对输出电压纹波可以实现无延时的精确提取。但是，考虑到强磁场中水冷磁体的电感量都较大，一般在mh以上。而应用于强磁场水冷磁体的高稳定度直流电源输出电压相较于输出电流都要小得多，这样折算的电压检测精度要远小于同量极的电流检测精度。
[0023]
(3)有效简化控制系统的设计。本发明的技术方案是在原电源系统的基本上在其输出端再串联一个高频开关电源作为有源滤波器，其跟踪参数是原电源系统的输出电压纹波，而且该高频开关电源的响应速度设置远高于原电源系统，这样就相当于在原电源系统的基础上再串联一个理想电压源。这两个电源的反馈控制是彼此独立的，增加该有源滤波器装置不会影响前级主电源的反馈控制器。
[0024]
(4)有效降低lc装置的体积和电源的整体造价。本发明的技术方案因为采用高频开关技术，通过设置合理的反馈控制参数，使其响应速度足够高，能实现对300hz纹波的可靠补偿。这样就可以明显降低原电源系统对lc无源滤波器的滤波要求，进而有效降低lc装置的体积和电源的整体造价，这对10mw级电源系统非常有意义。
附图说明
[0025]
图1是本发明实施例的一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器的电路原理图；
[0026]
图2是本发明实施例的一种大功率高稳定度直流电源的新型串联有源滤波器的新型串联有源滤波器的电路原理图；
[0027]
图3是现有技术的串联变压器耦合电流注入法的原理示意图；
[0028]
图4是现有技术的串联三极管线线性调节法的原理示意图。
具体实施方式
[0029]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0030]
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
[0031]
实施例一
[0032]
如图1所示，一种基于新型串联有源滤波器的大功率高稳定度直流电源，包括前级主电源1、串联有源滤波器2、电压纹波无延时提取电路3、负载4；所述的电压纹波无延时提取电路3并联在前级主电源1的输出端，所述的串联有源滤波器2反串联在电压纹波无延时提取电路3与负载4之间；串联有源滤波器2跟踪输入电压纹波无延时提取电路3提取的前级主电源1的输出电压纹波，通过反馈控制使串联有源滤波器2两端输出与前级主电源1的输出电压纹波相位相反、幅值相同的交流分量，实现负载4的低输出电流纹波。
[0033]
前级主电源1包括：输入电源11、电感l0、电容c0、二极管do；所述的输入电源11经过电感l0、电容c0构成的滤波器输出电压uc，二极管do反并联在电感l0、电容c0构成的滤波器的输出端，起到保护作用。
[0034]
串联有源滤波器2由多个相同结构的子模块并联组成，每个所述的子模块均包括：fpc电路21、h桥电路22、高频变压器23、同步整流桥电路24、电感l2、电容c2；所述的fpc电路21、h桥电路22、高频变压器23、同步整流桥电路24首尾依次串联，所述的电感l2、电容c2构成lc无源滤波器25，所述的lc无源滤波器25连接在同步整流桥电路24的输出端；所有子模块的电容c2的正极连接在一起，作为串联有源滤波器2输出正极um ，所有子模块的电容c2的负极连接在一起，作为串联有源滤波器2输出负极um
‑
。
[0035]
考虑到磁体电流方向始终为正，为了简化串联有源滤波器的设计，使其仅工作于第一象限，需要在串联有源滤波器的电压给定值上叠加一直流偏置电压，以保证串联有源滤波器在允许的正负级纹波电压范围内都输出正电压。也就是说，串联有源滤波器的电压设定值uref＝
‑
前级主电源输出电压纹波uac 直流偏置电压udc。
[0036]
工作过程：
[0037]
前级主电源1先不工作，先启动串联有源滤波器2，此时其电压设定值uref＝udc，由其为磁体提供电流。为了控制此期间的电流上升率，可以设置电压偏置值udc的上升时间，使其缓慢上升至给定值。当串联有源滤波器2的输出电压稳定后，启动前级主电源1，控制磁体电流按照给定的上升率上升至最终给定值，此时，串联有源滤波器2的电压给定值
uref＝直流偏置电压udc
‑
前级主电源输出电压纹波uac。除了在启动后前级主电源1未工作的较短时间内，串联有源滤波器2均可以实现对前级输出电压纹波的有效补偿，使负载电压纹波有效降低，进而降低负载电流纹波。
[0038]
串联有源滤波器2采用多组子模块并联，是为了承载数十ka的磁体电流，而子模块间的均流问题采用快速电流内环来自动实现均流。为了实现快速电流环，电流取样信号取自lc无源滤波器25之前的电流iaf_k，也可以取自高频变压器23的原边电流。
[0039]
优选地，要实现对300hz频率分量的良好跟踪，h桥电路22的开关频率设置在50khz以上比较合理。
[0040]
针对串联有源滤波器2的输出电容c2的参数确定，考虑到在所需要的频率范围之内(50
‑
300hz)，负载4的阻抗将远大于c2*k的容抗，这样可认为对于串联有源滤波器2而言，其等效负载就是c2*k并联一个理想电流源。因此电容c2的参数可以通过下面公式确定：uac/zc＝1％*im/k。其中，uac为前级主电源1输出电压纹波，zc为电容c2*k在所需要的频率范围的容抗，im为磁体电流额定值，k为子模块个数。该公式的设计原则是基于尽量降低对电流的控制精度，因为串联有源滤波器虽然控制对象是前级主电源的输出电压纹波，但是起最主要作用的是其电流内环控制的纹波电流。
[0041]
电压纹波无延时提取电路3包括：电阻r1、电容c3、电容c4；所述的电容c3和电容c4串联后再并联在前级主电源1的输出端，电阻r1和电容c3并联。
[0042]
串联有源滤波器2在电源系统整个过程中都处于工作状态。而在整个过程中，前级输出电压uc上除了少量低频纹波分量还含有较大的直流分量，而且该直流分量在上升过程中和稳态过程中都是动态变化的且变化区间较大。
[0043]
对前级输出电压uc上的纹波分量进行提取需实现两点：一是对低频交流分量的提取需要无延时和精密提取；二是尽可能减小其上的直流分量，以免在反馈控制中使控制器迅速饱和而失去控制作用。
[0044]
电压纹波无延时提取电路3的工作原理是：使用2个串联的电容c3、电容c4实现对其纹波电压的提取，提取比例k1＝c4/c3；使用电阻r1实现对其直流分量的提取,提取比例k2＝r1/rc4，其中，rc4为电容c4的绝缘电阻。直流分量的缩放并不需要非常精确，只需要保证在整个过程中其纹波提取值 直流偏置不饱和即可。因为直流分量变化速度较慢，即使有一点误差，前级主电源1也可以通过反馈控制电路调整过来。
[0045]
本发明的技术方案采用高频开关电源技术，实现对电压纹波分量的高速跟踪和补偿，也就是相当于在原电源系统基础上再串联一个高频开关电源作为直流侧有源滤波器，其造价和功耗明显降低。
[0046]
串联有源滤波器2跟踪的是前级主电源1的输出电压纹波，其工作原理是通过反馈控制使其两端输出与前级lc滤波后的纹波电压相位相反幅值相同的交流分量主要为300hz以下的低频分量来实现低输出电流纹波。此时，负载电压＝前级主电源输出电压uc 串联有源滤波器电压um。考虑到磁体电流方向始终为正，为了简化有源滤波器的设计，使其仅工作于第一象限，需要在串联有源滤波器的电压给定值上叠加一直流偏置电压，以保证串联有源滤波器在允许的正负级纹波电压范围内都输出正电压。也就是说，串联有源滤波器的电压设定值uref＝
‑
前级主电源输出电压纹波uac 直流偏置电压udc。
[0047]
本发明的技术方案利用高频开关电源的快速响应，提出一种适用于大功率高稳定
度直流电源的损耗较小、控制精度要求较低的新型串联有源滤波器方案。该方案是在原电源系统基础上再串联一个高频开关电源作为直流侧有源滤波器，为10mw级大功率高稳定度电源系统中直流侧有源滤波器的设计提供一种全新的思路。此外，通过设置合理的反馈控制参数，使其响应速度足够高来实现对300hz纹波的可靠补偿，这样就可以明显降低前级主电源系统对lc无源滤波器的滤波要求，进而有效降低lc装置的体积和主电源的整体造价，这对10mw级电源系统非常有意义。
[0048]
现有技术是将三极管或变压器直接串联在前级主电源输出侧，同等功率条件下，其功率全部消耗在主器件上。而且该方案拓扑复杂，工程浩大，实现起来有一定难度。而本发明采用高频开关电源技术，实现对纹波分量的高速跟踪和补偿，也就是相当于在原电源系统基础上再串联一个高频开关电源作为直流侧有源滤波器。高频开关电源在满量程输出时效率可达到80％以上，其造价和功耗明显降低。
[0049]
现有技术跟踪的是前级主电源的输出电流纹波，而本发明跟踪的是前级主电源的输出电压纹波。考虑到强磁场中水冷磁体的电感量都较大，一般在mh以上，而应用于强磁场水冷磁体的高稳定度电源输出电压相较于输出电流都要小得多，这样折算的电压检测精度要远小于同量极的电流检测精度。
[0050]
现有技术方案的控制和前级主电源的控制有耦合关系，在增加有源滤波器的前提下，需要对整体反馈控制方案重新设计。而本发明是在前级主电源的基本上在其输出端再串联一个高频开关电源作为串联有源滤波器，其跟踪参数是前级主电源的输出电压纹波。而且该高频开关电源的响应速度设计指标远高于前级主电源，这样就相当于在前级主电源基础上再串联一个理想电压源。这2个电源的反馈控制是彼此独立的，增加该有源滤波器装置不会影响前级电源的反馈控制器。
[0051]
本发明的技术方案相当于在原电源系统基础上再串联一个高频开关电源作为直流侧串联有源滤波器，该方案能够兼具较低的功率损耗和较低的控制复杂度，在技术上更易实现，体积也更小。
[0052]
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。