一种半桥三电平谐振变换器及其控制方法与流程

1.本发明涉及谐振变换器技术领域，特别是一种半桥三电平谐振变换器及其控制方法。


背景技术：

2.谐振变换器具有拓扑简单、软开关特性好和效率高等优点，在学术界和产业界受到广泛关注。其中常用的飞跨电容型半桥三电平谐振llc谐振变换器如图1所示，由开关逆变桥臂电路、谐振电路、变压器和整流电路等部分组成。开关逆变桥臂电路由四个开关管q1、q2、q3、q4依次串联而成，用于将直流电压逆变为一个方波；谐振电路帮助实现开关管的软开关特性；变压器和整流电路用于将能量传输到负载端。
3.图1所示的飞跨电容型半桥三电平llc谐振变换器的控制策略有两种，分别是传统控制策略和倍频调制控制策略。传统控制策略如图2a所示，拓扑中的开关管q1和q2由一个的50％占空比的控制信号驱动，而开关管q3和q4由另一个互补的50％占空比控制信号驱动，故三电平桥臂逆变出的谐振腔输入电压峰峰值等于输入电压v
in
。倍频控制策略如图2b所示，拓扑中的开关管q1和q2由25％占空比的控制信号驱动，且驱动信号互差180
°
，而开关管q3和q4由75％占空比控制信号驱动，且开关管q3的驱动信号与开关管q2的驱动信号互补，开关管q4的驱动信号与开关管q1的驱动信号互补。倍频调制控制半桥三电平llc有传统控制策略有两点变化：一是谐振网络输入电压峰峰值是传统50％占空比控制的半桥三电平llc谐振变换器的一半，即为输入电压的一半；二是其谐振网络输入电压频率为四个开关管开关频率的2倍。在实际应用时，两个管子的驱动信号之间应有死区时间，用于防止管子直通和实现开关管的零电压导通。
4.显然，基于倍频调制策略半桥三电平llc谐振变换器，由于谐振腔输入电压减半，故具有更高的降压特性，更适合工作于高降压比的应用场景，而其倍频特性也有利于减小变压器体积和更好的llc增益调节能力。例如，tingting yao等人发表的标题为a novel ac/dc converter based on stacked boost circuit and dual
‑
mode llc circuit(ieee transactions on industry applications,2020.3015793)的文章所提拓扑，该论文所提出变换器中的三电平dc/dc部分正是利用了三电平llc在倍频调制策略下特性的不同，实现变换器能够在传统调制和倍频调制策略下切换，这样既能保证较宽的输入电压范围，还能满足变换器增益调节的要求。
5.但是随着半导体器件、磁性材料及相关工艺技术的进步，llc等谐振变换器也得到蓬勃发展，如何在保证变换器工作效率同时，还要尽可能地提高变换器功率密度，是当前学术界和产业界的研究热点。若要提高变换器功率密度，就要求变换器体积要尽可能地小，尤其是变换器中磁性元件的体积。相应地，这不可避免地就需要提高变换器工作频率，尤其是磁性元件的工作频率。磁性元件工作频率越高，磁性元件的体积越小，也是业界共识。常用的铁氧体材料磁芯的工作范围大约在几百khz到1mhz，锰锌功率材料磁芯可以用工作到3mhz或以上，甚至微波铁氧体材料及其他六角晶系材料有的可以用到几百个ghz。但是在实
际应用时，开关器件的开关频率限制了llc等谐振变换器磁芯材料工作频率进一步的提高。此外，由于llc谐振变换器往往是通过改变开关频率来调节输出电压，若变换器设计的输入输出范围太宽，也会导致变换器的开关频率变化范围太广，对开关器件开关能力要求高，严重时可能导致电路损坏等。故，需要研究的是，如何保证变换器开关频率在器件能力的可接受范围内的同时，还能进一步提高磁性元件的工作频率。虽然，基于倍频调制策略的传统半桥三电平llc谐振变换器，已经能够实现变压器工作频率对开关频率的二倍频，但是在输入输出调压范围宽、磁性元件体积要求极高等特定应用场景下，二倍频能力对磁性元件工作频率的提高、磁性元件体积的优化和谐振变换器调压能力仍然不够。


技术实现要素：

6.本发明的目的是提出一种半桥三电平谐振变换器及其控制方法，解决在谐振变换器在某些输入输出范围调压范围宽、磁性元件体积要求极高等特定应用场景下，解决磁性元件工作频率不够和谐振变换器的开关频率调频范围不足等问题。本发明在保留传统倍频调制方法的高降压比特性同时，能够实现变压器工作频率为开关管开关频率的2n(n为正整数)倍，从而大大减小变压器体积，有利于提高变换器的功率密度；此外，得益于变换器的2n倍频效果，能够以较小的开关频率变化范围实现更广的谐振腔输入电压频率调节，从而调节变换器谐振腔增益，实现更广的输入输出调压范围；并且第一组开关管、第二组开关管为交错并联效果，减小开关管的导通损耗，有利于提高变换器转换效率。
7.实现本发明目的的技术方案如下：
8.一种半桥三电平谐振变换器，包括依次串联的非对称三电平桥臂电路、谐振网络、高频隔离变压器和整流及滤波电路；所述非对称三电平桥臂电路包括依次串联的第一组开关管、第二组开关管、第三开关管和第四开关管；所述第一组开关管和第二组开关管分别由n个开关管并联构成，n≥2；第一组开关管的漏极连接电源，第四开关管的源极接地；第三开关管的漏极和第四开关管的源极分别连接到谐振网络的输入端；还包括飞跨电容，所述飞跨电容跨接在第一组开关管的源极和第三开关管的源极。
9.进一步的技术方案，所述谐振网络为llc谐振电路或者lcc谐振电路。
10.上述半桥三电平谐振变换器的控制方法，如下：
11.对第一组开关管的n个开关管和第二组开关管的n个开关管分别施加占空比的驱动信号；且，第二组开关管的第一个开关管，其驱动信号的相位比第一组开关管的第一个开关管的驱动信号的相位滞后且，第一组开关管的第二个开关管，其驱动信号的相位比第二组开关管的第一个开关管的驱动信号的相位滞后且，第二组开关管的第二个开关管，其驱动信号的相位比第一组开关管的第二个开关管的驱动信号的相位滞后以次类推；第三开关管的驱动信号，是第二组开关管的n个开关管的驱动信号经逻辑或运算后的互补信号；第四开关管的驱动信号，是第一组开关管的n个开关管的驱动信号经逻辑或运算后的互补信号。
12.另一种半桥三电平谐振变换器，包括依次串联的非对称三电平桥臂电路、谐振网
络、高频隔离变压器和整流及滤波电路；所述非对称三电平桥臂电路包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三组开关管和第四组开关管；所述第三组开关管和第四组开关管分别由n个开关管并联构成，n≥2；第一开关管的漏极连接电源，第四组开关管的源极接地；第一开关管的漏极和第二开关管的源极分别连接到谐振网络的输入端；还包括飞跨电容，所述飞跨电容跨接在第一开关管的源极和第三组开关管的源极。
13.进一步的技术方案，所述谐振网络为llc谐振电路或者lcc谐振电路。
14.上述半桥三电平谐振变换器的控制方法，如下：
15.对第三组开关管的n个开关管和第四组开关管的n个开关管分别施加占空比的驱动信号；且，第三组开关管的第一个开关管，其驱动信号的相位比第四组开关管的第一个开关管的驱动信号的相位滞后且，第四组开关管的第二个开关管，其驱动信号的相位比第三组开关管的第一个开关管的驱动信号的相位滞后且，第三组开关管的第二个开关管，其驱动信号的相位比第四组开关管的第二个开关管的驱动信号的相位滞后以次类推；第一开关管的驱动信号，是第四组开关管的n个开关管的驱动信号经逻辑或运算后的互补信号；第二开关管的驱动信号，是第三组开关管的n个开关管的驱动信号经逻辑或运算后的互补信号。
16.相对于现有技术，本发明的有益效果在于，
17.1.保留了传统倍频调制方法的高降压比特性同时，能够实现变压器工作频率为开关管开关频率的2n(n为正整数)倍，从而大大减小变压器体积，有利于提高变换器的功率密度。
18.2.能够以较小的开关频率变化范围实现更广的谐振腔输入电压频率调节，从而调节谐振腔增益，实现谐振变换器更广的输入输出调压范围。
19.3.第一组开关管、第二组开关管为交错并联效果，减小开关管的导通损耗，有利于提高变换器转换效率围。
附图说明
20.图1为飞跨电容型半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
21.图2a为飞跨电容型半桥三电平llc谐振变换器的传统控制策略示意图。
22.图2b为飞跨电容型半桥三电平llc谐振变换器的倍频调制策略示意图。
23.图3a为一种非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
24.图3b为另一种非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
25.图4a为第一实施例4倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
26.图4b为第一实施例4倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的控制方法示意图。
27.图4c为第二实施例4倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
28.图4d为第二实施例4倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的控制方法示意图。
29.图5a为第三实施例6倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
30.图5b为第三实施例6倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的控制方法示意图。
31.图5c为第四实施例6倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的结构图。
32.图6为第一实施例4倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器的稳态工作波形图。
33.图7
‑
1为第一实施例的工作状态1下的等效电路图。
34.图7
‑
2为第一实施例的工作状态2和工作状态10下的等效电路图。
35.图7
‑
3为第一实施例的工作状态3、7、11、15四个阶段内下的等效电路图。
36.图7
‑
4为第一实施例的工作状态4和工作状态12下的等效电路图。
37.图7
‑
5为第一实施例的工作状态5下的等效电路图。
38.图7
‑
6为第一实施例的工作状态6和工作状态14下的等效电路图。
39.图7
‑
7为第一实施例的工作状态8和工作状态16下的等效电路图。
40.图7
‑
8为第一实施例的工作状态9下的等效电路图。
41.图7
‑
9为第一实施例的工作状态13下的等效电路图。
42.图8为第五实施例任意2n倍频非对称桥臂半桥三电平lcc谐振变换器的结构图。
43.上述图中的主要符号名称：v
in
为输入电源电压；q
11
、q
12
、
…
、q
1n
为第一组开关管；q
21
、q
22
、
…
、q
2n
为第二组开关管；q
31
、q
32
、
…
、q
3n
为第三组开关管；q
41
、q
42
、
…
、q
4n
为第四组开关管；q1、q2、q3、q4分别为第一、第二、第三、第四开关管；c
q11
、c
q12
、
…
、c
q1n
、c
q21
、c
q22
、
…
、c
q2n
、c
q31
、c
q32
、
…
、c
q3n
、c
q41
、c
q42
、
…
、c
q4n
、c
q1
、c
q2
、c
q3
、c
q4
为开关管寄生电容；d
q11
、d
q12
、
…
、d
q1n
、d
q21
、d
q22
、
…
、d
q2n
、d
q31
、d
q32
、
…
、d
q3n
、d
q41
、d
q42
、
…
、d
q4n
、d
q1
、d
q2
、d
q3
、d
q4
为开关管体二极管；c
fly
为飞跨电容；l
r
为谐振网络中谐振电感；l
m
为谐振网络中励磁电感；c
r
为谐振网络中谐振电容；tr为第一隔离变压器；d1、d2为副边整流二极管；c0为输出滤波电容；r
l
为输出负载；v0为输出电压；v
ab
为a点和b点间电压，即谐振网络输入电压；v
gs_q11
、v
gs_q12
、v
gs_q13
、v
gs_q21
、v
gs_q22
、v
gs_q23
、v
gs_q31
、v
gs_q32
、v
gs_q41
、v
gs_q42
、v
gs_q1
、v
gs_q2
、v
gs_q3
、v
gs_q4
为开关管驱动波形；i
lr
为谐振网络中谐振电流波形；i
lm
为谐振网络中励磁电流波形；i
d1
、i
d2
为二次侧整流二极管电流波形；n为隔离变压器匝数。
具体实施方式
44.本发明提供了一种新型非对称桥臂的半桥三电平llc谐振变换器及其倍频调制控制策略，在保留其高降压比特性的同时，能够实现输入电压频率为开关管开关频率的4倍、6倍、
…
、2n倍(n为正整数，且n≥2)，从而减小变压器体积和损耗。
45.本发明所提拓扑主要优势在于：非对称半桥三电平llc谐振变换器不仅保留了原本倍频调制策略的高降压比特性，即谐振腔输入电压峰峰值为输入电压一半，还能实现输入电压频率为开关管开关频率的4倍、6倍、
…
、2n倍，从而提高大大变压器工作频率，有利于减小变压器体积和损耗；与传统的仅能实现二倍频调制的半桥三电平llc变换器，其开关损耗理论上是一致的，但是由于所提的非对称三电平拓扑，增加了开关管数量，等效于增加了分流支路，有利于减小开关管的导通损耗，提高变换器的转换效率。与传统的llc变换器一致，该变换器通过改变开关管控制信号的频率，来调节输出电压。因此，得益于变换器的倍
频效果，所提变换器能够以较小的开关频率变化范围实现更广的输入输出调压范围。
46.本发明所提的基于倍频调制策略的非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器如图3a与图3b所示。图3a的拓扑，其控制方式为：对第一组开关管(q
11
～q
1n
)、第二组开关管(q
21
～q
2n
)施加(n为正整数，且n≥2)占空比的驱动信号，同一组内开关管驱动信号相位依次互差并且第二组中开关管(q
21
～q
2n
)依次较第一组中开关管(q
11
～q
1n
)滞后且第三开关管(q3)的驱动信号为所有第二组开关管(q
21
～q
2n
)驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，第四开关管(q4)的驱动信号为所有第一组开关管(q
11
～q
1n
)驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号。图3b的拓扑，其控制方式为：对第三组开关管(q
31
～q
3n
)、第四组开关管(q
41
～q
4n
)施加(n为正整数，且n≥2)占空比的驱动信号，同一组内开关管驱动信号相位依次互差并且第三组中开关管(q
31
～q
3n
)依次较第四组中开关管(q
41
～q
4n
)滞后且第一开关管(q1)的驱动信号为所有第四组开关管(q
41
～q
4n
)驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，第二开关管(q2)的驱动信号为所有第三组开关管(q
31
～q
3n
)驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号。
47.基于倍频控制思想，不难总结出6倍频乃至2n倍频时的非对称三电平拓扑及其倍频控制策略。以图3a的拓扑为例，如表1所示。
48.表1
[0049][0050]
以该控制思想的4倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器的拓扑和控制方式分别如图4a和如图4b所示。实现4倍谐振腔输入电压频率控制的控制策略为：对第一组开关管(q
11
、q
12
)、第二组开关管(q
21
、q
22
)均施加12.5％占空比的驱动信号，同一组内开关管相位相差180
°
，且第二组开关管(q
21
、q
22
)依次滞后第一组开关管(q
11
、q
12
)相位90
°
，对第三开关管(q3)和第四开关管(q4)均施加75％占空比的驱动信号，且第三开关管(q3)的驱动信号为第二组开关管(q
21
)和开关管(q
22
)的驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，第四开关管(q4)的驱动信号为第一组开关管(q
11
)和开关管(q
12
)的驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，此时开关管q3和q4的开关频率为非对称开关管开关频率的2倍。
[0051]
类似的，图4c所示的4倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器拓扑的控制方式如图4d所示。具体为：对第三组开关管(q
31
、q
32
)、第四组开关管(q
41
、q
42
)均施加12.5％占空比
的驱动信号，同一组内开关管相位相差180
°
，且第三组开关管(q
31
、q
32
)依次滞后第四组开关管(q
41
、q
42
)相位90
°
，对第一开关管(q1)和第四开关管(q2)均施加75％占空比的驱动信号，且第一开关管(q1)的驱动信号为第四组开关管(q
41
)和开关管(q
42
)的驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，第四开关管(q2)的驱动信号为第三组开关管(q
31
)和开关管(q
32
)的驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，此时开关管q1和q2的开关频率为非对称开关管开关频率的2倍。
[0052]
同理，基于该控制思想的6倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器的拓扑和控制方式分别如图5a和如图5b所示。要达到输入电压频率为开关管开关频率的6倍，具体说来其控制策略变为了：对第一组开关管(q
11
、q
12
、q
13
)、第二组开关管(q
21
、q
22
、q
23
)均施加1/12占空比的驱动信号，同一组内开关管相位相差120
°
，且第二组开关管(q
21
、q
22
、q
23
)依次滞后第一组开关管(q
11
、q
12
、q
13
)相位60
°
，对开关管q3和q4仍然施加的75％占空比的驱动信号，且开关管q3的驱动信号为第二组开关管(q
21
、q
22
、q
23
)的驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，开关管q4的驱动信号为第一组开关管(q
11
、q
12
、q
13
)驱动信号先求逻辑或运算后的互补信号，相应的此时开关管q3和q4的开关频率为非对称开关管开关频率的3倍。
[0053]
类似地，可相应推导得到图5c所示6倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器拓扑的控制方法，此处不再赘述。另外，本发明所提非对称桥臂的半桥三电平拓扑及其控制策略，也可用与lcc等谐振变换器，如图8所示。
[0054]
本发明所提的任意偶数倍频非对称桥臂半桥三电平llc谐振变换器具有相似性，故以4倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器为例进行分析，介绍其具体工作方式。
[0055]
图3a和图3b所示拓扑，即为本发明所提的2n倍频非对称的半桥三电平llc谐振变换器。其具体电路由：飞跨电容c
fly
(1)、非对称三电平桥臂(2)、谐振网络(3)、高频隔离变压器(4)、和整流及滤波电路(5)组成。隔离变压器的副边采用可采用全波整流、全桥整流或者其它方式，这里以全波整流为例，d1、d2两个整流二极管。谐振网络用于实现开关管的零电压开关和整流二极管的零电流开关。
[0056]
现以图4a所示结构及其图4b的控制策略，介绍实施例一的具体工作方式。在进行详细的模态分析前，先进行如下假设：
[0057]
1.输出滤波电容足够大，以便于在一个开关周期内可将输出电压看做恒值；
[0058]
2.飞跨电容c
fly
较谐振电容足够大，不影响谐振网络的谐振频率。
[0059]
故可使用f
r
表示谐振电容c
r
与谐振电感l
r
两者的谐振频率，用f
m
表示谐振电容c
r
、谐振电感l
r
以及励磁电感l
m
三者的谐振频率，并且f
r
>f
m
。由于开关频率fs与谐振频率fr之间的大小关系，变换器的工作模式分为三种，即欠谐振模式(fs<fr)、准谐振模式(fs＝fr)和过谐振模式(fs>fr)。不同模式下的变换器的工作原理略有不同，但是由于llc变换器工作在准谐振模式(fs＝fr)时具有最高的效率。故本说明仅针对于fs＝fr的情况进行工作原理分析，其余两种的分析方法类似。该变换器在准谐振模式(fs＝fr)模式下，一个开关周期可分为16个工作模式，稳态工作时，各关键电压和电流波形如图6所示。
[0060]
具体工作原理如下：
[0061]
(1)工作状态1，如图7
‑
1所示：t0<t<t1阶段。在t0时刻，q
11
零电压导通，且q3仍处于导通状态，故谐振腔输入电压v
ab
在q
11
完全导通后为0.5v
in
。谐振网络中l
r
与c
r
串联谐振，谐振腔中的谐振电流正向谐振，二次侧二极管d2导通，故其励磁电流由从最小值以nv0/l
m
的斜
率线性增加，谐振腔中谐振电流与励磁电流之差传递能量。
[0062]
(2)工作状态2，如图7
‑
2所示：t1<t<t2阶段。在t1时刻，q
11
关断，谐振腔输入电压由0.5v
in
开始换向，二极管d2中谐振电流恰好谐振到0，谐振腔中的一次侧谐振电流等于励磁电流最大值。负载能量由输出电容提供。注意，此阶段内是谐振腔中为l
r
、l
m
、c
r
三个元件一起谐振。由于三个元件的谐振周期长，故可近似仍为死区时间内的谐振电流近似不变。由于q
11
与q
12
并联，故此阶段内，谐振腔中的谐振电流会同时给q
11
和q
12
的输出电容c
q11
、c
q12
充电，并给q4输出电容c
q4
放电。为下一状态q4的零电压导通创造条件。
[0063]
(3)工作状态3，如图7
‑
3所示：t2<t<t3阶段。在t2时刻，q4零电压导通，且q3仍处于导通状态，故谐振腔输入电压v
ab
在q4完全导通后为0，l
r
与c
r
串联谐振。由同名端方向，此阶段内二次侧二极管d1导通，谐振腔中的谐振电流会先反向谐振至零，其励磁电流从最大值以
‑
nv0/l
m
的斜率线性减小。谐振腔中谐振电流与励磁电流之差传递能量。
[0064]
(4)工作状态4，如图7
‑
4所示：t3<t<t4阶段。在t3时刻，q3关断，谐振腔输入电压由0开始换向，二极管d1中谐振电流恰好谐振到0，谐振腔中的一次侧谐振电流等于励磁电流最大值。与模态2类似，此阶段内，负载能量由输出电容提供。谐振腔中的谐振电流会等于励磁电流，并给q
21
和q
22
的输出电容c
q21
、c
q22
放电，给q3的输出电容c
q3
充电。为下一状态q
21
的零电压导通创造条件。
[0065]
(5)工作状态5，如图7
‑
5所示：t4<t<t5阶段。在t4时刻，q
21
零电压导通，且q4仍处于导通状态，故谐振腔输入电压v
ab
在q4完全导通后为0.5v
in
，l
r
与c
r
组成的谐振腔中电流正向谐振，并通过高频变压器向负载传递能量，励磁电流由最小值线性增加。二次侧二极管d2导通。
[0066]
(6)工作状态6，如图7
‑
6所示：t5<t<t6阶段。在t5时刻，q
21
关断，且q4仍处于导通状态，谐振腔输入电压由0.5v
in
开始换向，二极管d2中谐振电流恰好谐振到0，谐振腔中的一次侧谐振电流等于励磁电流最大值。与模态2和模态4类似，此阶段内，负载能量由输出电容提供。谐振腔中的谐振电流会等于励磁电流，并给q
21
和q
22
的输出电容c
q21
、c
q22
充电，给q3的输出电容c
q3
放电。为下一状态q3的零电压导通创造条件。
[0067]
(7)工作状态7，如图7
‑
3所示：t6<t<t7阶段。在t6时刻，q3零电压导通，且q4仍处于导通状态，故电路工作状态与工作状态3一致。
[0068]
(8)工作状态8，如图7
‑
7所示：t7<t<t8阶段。在t7时刻，q4关断，且q3仍处于导通状态，故谐振腔输入电压由0开始换向，二极管d1中谐振电流恰好谐振到0，同理，此阶段内，负载能量由输出电容提供，谐振腔中励磁电流，给q4的输出电容c
q4
充电，给q
11
和q
12
的输出电容c
q11
、c
q12
放电。为下一状态q
12
的零电压导通创造条件。
[0069]
(9)工作状态9，如图7
‑
8所示：t8<t<t9阶段。在t8时刻，q
12
零电压导通，且q3导通状态，故谐振腔输入电压v
ab
为0.5v
in
，谐振腔电流正向谐振向负载传递能量，励磁电流线性增大。二次侧二极管d2导通。
[0070]
(10)工作状态10，如图7
‑
2所示：：t9<t<t
10
阶段，在t9时刻，q
11
关断，电路工作状态与工作状态2一致。
[0071]
(11)工作状态11，如图7
‑
3所示：：t
10
<t<t
11
阶段，在t
10
时刻，q4零电压导通，此阶段与工作状态3一致。
[0072]
(12)工作状态12，如图7
‑
4所示：：t
11
<t<t
12
阶段，在t
11
时刻，q3关断，此阶段与工作
状态4一致。
[0073]
(13)工作状态13，如图7
‑
9所示：：t
12
<t<t
13
阶段，在t
12
时刻，q
22
零电压导通，且q4处于导通状态，故谐振腔输入电压v
ab
为0.5v
in
，谐振腔电流正向谐振向负载传递能量，励磁电流线性增加，二次侧二极管d2导通。
[0074]
(14)工作状态14，如图7
‑
6所示：t
13
<t<t
14
阶段，在t
13
时刻，q
22
关断，故此阶段与工作状态6一致。
[0075]
(15)工作状态15，如图7
‑
3所示：t
14
<t<t
15
阶段，在t
14
时刻，q3零电压导通，此阶段与工作状态3一致。
[0076]
(16)工作状态16，如图7
‑
8所示：t
15
至t1阶段，在t
15
时刻，q4关断，此阶段与工作状态8一致。
[0077]
综上，本发明所提出的新型非对称桥臂的半桥三电平llc谐振变换器及其倍频调制控制策略，留了传统倍频调制方法的高降压比特性同时，能够实现变压器工作频率为开关管开关频率的2n(n为正整数)倍，从而大大减小变压器体积，有利于提高变换器的功率密度；同时能够以较小的开关频率变化范围实现更广的谐振腔输入电压频率调节，从而调节谐振腔增益，实现谐振变换器更广的输入输出调压范围；此外，由于非对称三电平桥臂开关管为交错并联效果，减小开关管的导通损耗，有利于提高变换器转换效率围。