一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法与流程

1.本发明涉及一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法，属于电力电子与电力传动技术领域。


背景技术：

2.近年来，电动汽车已成为世界各国破解日益突出的能源安全、环境污染等重要发展难题的有效解决途径和重点发展方向。随着电动汽车产业在全球范围内的持续快速发展，产业界和众多科研工作者都对电动汽车相关技术的研发投入了极大的关注，目前市面上在售的电动汽车产品在驱动性能方面取得了不可忽视的进步。但是，受制于电池技术，“里程焦虑”仍是困扰消费者及潜在消费者购置电动汽车的主要瓶颈。因此，在电池技术短时间内无法取得跨越式发展的今天，研发便捷可靠、大功率且低成本的电动汽车充电系统具有极大的现实和技术意义。
3.目前电动汽车充电机可分为车载充电机和非车载独立充电机。对于非车载独立充电机，公共大型充电站可以满足电动汽车大功率快充的需求，但普遍存在建设成本高、周期长等问题，在大中型城市还存在用地紧张等问题；因此，从便利和经济性的角度，车载充电机因其不依赖外界因素的特性更具优势。然而，传统的大功率车载充电系统存在负荷重，体积大，功率低等问题，会显著增加整车重量，抢占车内有限空间，与整车轻量化，提高车辆续航里程的目标相悖，限制了车载充电机在电动汽车产业的大规模发展和应用。
4.因此，研究发展集成式的电机驱动与车载充电系统收到业界持续的关注。该类系统普遍的思路为，通过重构电机绕组和对电机驱动逆变器的分时复用实现车内电机驱动和充电系统的一体化、集成化，从结构上极大减小了车内功率变换装置的整体体积和重量，为轻量化的大功率车载充电的实现提供了可行方案。但目前该方向的研究仍然一些关键问题亟待解决：
5.1、车载集成式驱动充电系统在切换工作模式(驱动模式、充电模式)时一般需要一些添加额外的功率器件，集成化程度不高，不仅提高了系统重量和成本，还会降低系统的可靠性。
6.2、在充电模式下，电机绕组流过电流必然会在电机气隙中产生磁场，即会在电机转子上产生一个持续的切向转矩，导致电机振动或转动，一方面不利于充电的稳定性，另一方面存在损耗和安全隐患。
7.3、电网电压与车载电池组电压可能无法完全匹配，一般的车载充电系统结构在网侧的变换器都是基于升压原理，因此，若车载电池组的电压小于某个特定值，变换器将无法输出满足电池要求的工作电压，因此需要增加额外的dc/dc变换器来解决问题。
8.4、而大功率集成车载充电系统普遍为三相整流器加dc/dc变换器的两级式变换器系统，受制于当下技术条件，一般需要多个变换器模块并联来满足大功率充电的要求。变换器模块间的并联虽然可以增强系统的可靠性和容量，减少单个模块各方面电应力，但由于软硬件不对称，运行状态不一致的环流问题也随之产生。并联模块间的环流将会产生不必
要的损耗，缩短系统的寿命，严重的会导致交流测输入电流畸变，影响系统输出的稳定性。


技术实现要素：

9.为了解决现有电动汽车车载驱动充电系统中存在集成化程度低、充电时电机产生电磁转矩、电池组与电网电压不匹配、并联系统间环流等问题，本发明提出了一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法。
10.本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：
11.一种双开绕组永磁同步电机驱动系统，包括第一开绕组电机、第二开绕组电机、第一开绕组电机驱动第一三相逆变器和第二三相逆变器、第二开绕组电机驱动第三三相逆变器和第四三相逆变器、三相交流切换开关k1、直流通道切换开关k2和蓄电池，所述第一开绕组电机和第二开绕组电机均为绕组带中心抽头的结构，所述三相交流切换开关k1与第一开绕组电机的三相绕组的中心抽头连接，切换端与外部三相交流电源相连，所述直流通道切换开关k2一端并联与蓄电池相连，另一端具备双向切换功能，在第二开绕组电机的三相绕组的中心抽头与驱动逆变器直流母线正端与之间切换。
12.一种双开绕组永磁同步电机驱动系统的集成化充电控制方法，包括如下步骤：
13.当系统工作在驱动模式下，三相交流切换开关k1断开，直流通道切换开关k2与第一三相逆变器、第二三相逆变器、第三三相逆变器和第四三相逆变器的直流母线正端连接，蓄电池通过直流通道切换开关k2为第一三相逆变器、第二三相逆变器、第三三相逆变器和第四三相逆变器供电；
14.当系统工作在充电模式下，三相交流切换开关k1闭合，接通外部充电的三相交流电源，通过第一开绕组电机的三相绕组中心抽头与第一三相逆变器、第二三相逆变器工作于三相并联pwm整流模式，实现交流电能到直流侧母线的电能变换，直流通道切换开关k2与第二开绕组电机的三相绕组的中心抽头相连，使得第二开绕组电机与第三三相逆变器和第四三相逆变器工作于并联三相dc/dc变换器模式，通过第二开绕组电机的三相绕组中心抽头给蓄电池充电。
15.所述第一开绕组电机的三相绕组中心抽头与第一三相逆变器、第二三相逆变器工作在三相并联pwm整流模式，采用单位功率因数控制策略，使用同一个电压外环，结合零序环流抑制和转子消振控制策略，通过占空比分配的方式分别在对应的svpwm控制模块中插入零矢量控制，三相交流电源输出的电流通过第一开绕组电机的绕组中心抽头处流入，平均分配在两段三相绕组上，每相绕组的两段流过大小相等方向相反的电流，产生大小相等方向相反的磁通势，最终产生的磁通之和为零，达到磁通平衡的状态，消除第一开绕组在充电状态下的电磁转矩。
16.所述的零序环流抑制和转子消振控制策略，其特征在于，包括以下步骤：
17.步骤一：采集并联pwm整流器的三相输入电流i
a1
、i
b1
、i
c1
、i
a2
、i
b2
、i
c2
，通过锁相环计算出电网电压相位角θ
g
；
18.步骤二：将采集到的电流信号i
a1
、i
b1
、i
c1
，i
a2
、i
b2
、i
c2
分别经过clark变换和park变换得到旋转坐标系下两相电流与零序电流i
d1
、i
q1
、i
01
，i
d2
、i
q2
、i
02
，并对零序电流取均值，
19.步骤三：根据旋转坐标系下的两相电流i
d1
、i
q1
，i
d2
、i
q2
分别计算两段电机绕组产生的电磁转矩t
e1
、t
e2
，再计算出总电磁转矩t
e
，其计算公式为：
[0020][0021]
其中p为电机极对数，ψ
f
为永磁体磁链，l
q1
为第1开绕组电机交轴电感，l
q2
为第2开绕组电机交轴电感，l
d1
为第1开绕组电机直轴电感，l
d2
为第2开绕组电机直轴电感；
[0022]
步骤四：利用计算得到的零序环流i0和总电磁转矩t
e
，将给定零序环流i
ref0
＝0与实际零序环流i0相减得到零序环流补偿量δi0，将给定电磁转矩t
ref
＝0与实际总电磁转矩t
e
相减得到电磁转矩补偿量δt
e
，分别将零序环流补偿量δi0和电磁转矩补偿量δt
e
经过pr/pd控制模块，解算出零序电压补偿量δu0和转矩电压补偿量δu
te
；
[0023]
步骤五：将零序电压补偿量δu0和转矩电压补偿量δu
te
与t
s
相乘后分别与两个svpwm模块计算的三相调制波t
aon1
、t
bon1
、t
con1
/t
aon2
、t
bon2
、t
con2
相加，得到补偿后的调制量m
a1
、m
b1
、m
c1
、m
a2
、m
b2
、m
c2
其计算公式为：：
[0024][0025]
其中：t
s
为脉宽调制周期，t
x1
为工作在pwm整流模式的第一三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
x2
为工作在pwm整流模式的第二三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
y1
为工作在pwm整流模式的第一三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
y2
为工作在pwm整流模式的第二三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间；
[0026]
步骤六：将补偿后的调制量m
a1
、m
b1
、m
c1
、m
a2
、m
b2
、m
c2
与三角载波交截生成最终占空比控制信号g
a1
、g
b1
、g
c1
、g
a2
、g
b2
、g
c2
分别输出给第一三相逆变器和第二三相逆变器。
[0027]
所述直流通道切换开关k2与第二开绕组电机的三相绕组的中心抽头相连，使得第二开绕组电机与第三三相逆变器和第四三相逆变器工作于并联三相dc/dc变换器模式，采用恒压双闭环控制方式，通过三相并联交错的占空比分配控制策略，减小输出电流纹波，实现均流控制，将交流电网经三相并联pwm整流系统输出的直流电经过并联三相dc/dc变换器，从第二开绕组电机的绕组中心抽头流出，给蓄电池充电，第二开绕组电机的各相绕组流过大小相等的电流，同相的两段绕组电流方向相反，产生大小相等方向相反的磁通势，最终产生的磁通之和为零，达到磁通平衡的状态，消除第二开绕组电机在充电状态下的电磁转矩。
[0028]
所述三相并联交错的占空比分配控制策略，包括以下步骤：
[0029]
步骤一：采集输出电压u
dc2
，各支路输出电流i
a3
、i
b3
、i
c3
、i
a4
、i
b4
、i
c4
，计算出各相输出电流∑i
a
＝i
a3
i
a4
,∑i
b
＝i
b3
i
b4
,∑i
c
＝i
c3
i
c4
；
[0030]
步骤二：利用采集到的输出电压信号u
dc2
，将给定输出电压u
ref
和实际输出电压u
dc2
进行相减，得到电压误差δu
dc
，将电压误差δu
dc
经过pi控制模块，得到各支路电流给定值i
ref
；
[0031]
步骤三：根据计算得到的各相电流∑i
a
、∑i
b
、∑i
c
与电流给定值i
ref
相减得到各相的电流误差δ∑i
a
、δσi
b
、δσi
c
，将各相电流误差δ∑i
a
、δ∑i
b
、δ∑i
c
经过各自pi控制模块，得到各相上管占空比d
a
、d
b
、d
c
；
[0032]
步骤四：将同相两段绕组对应上管占空比根据其感值重新计算分配后生成占空比控制信号g
a3
、g
b3
、g
c3
、g
a4
、g
b4
、g
c4
输出给第三三相逆变器和第四三相逆变器，计算公式为：
[0033][0034]
其中：l
a3
为第二开绕组电机的a相绕组第一段感值，l
a4
为第二开绕组电机的a相绕组第二段感值，l
b3
为第二开绕组电机的b相绕组第一段感值，l
b4
为第二开绕组电机的b相绕组第二段感值，l
c3
为第二开绕组电机的c相绕组第一段感值，l
c4
为第二开绕组电机的c相绕组第二段感值。
[0035]
本发明的有益效果如下：
[0036]
1、本发明充分利用开绕组电机驱动系统中的所有功率器件，只需两个模式切换开关，即可以实现驱动和充电模式之间的切换，与传统大功率车载充电系统相比实现了集成化、一体化和轻量化。
[0037]
2、本发明有效解决了电动汽车在充电时复用电机绕组产生电磁转矩的问题。
[0038]
3、本发明结合双电机驱动电动汽车的广泛应用，对双电机绕组分时复用，构建完整的两级式充电系统，无需加入额外dc/dc变换器即可实现宽范围的电压匹配。
[0039]
4、本发明有效解决并联型变换器的环流问题，实现各变换器支路均流控制，有效减小系统损耗，大幅减小充电系统建压过程中转子振动与噪声的问题。
[0040]
5、本发明中重构的三相并联pwm(脉宽调制)整流系统和并联型dc/dc变换器可以在保证充电功率的同时，有效减小功率mosfet(场效应晶体管)上的电流应力，且具备一定的容错能力。
附图说明
[0041]
图1为双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电系统结构图，其中：1为第一三相逆变器；2为第二三相逆变器；3为第三三相逆变器；4为第四三相逆变器；k1为三相交流切换开关；k2为直流通道切换开关。
[0042]
图2为充电模式简化电路拓扑图。
[0043]
图3为双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电模式控制策略框图。
[0044]
图4为充电过程中三相电源a相输入电压和电流波形图。
[0045]
图5为三相并联pwm整流系统输出母线电压波形图。
[0046]
图6(a)为零序环流抑制前的整流系统零序电流波形图；图6(b)为零序环流抑制前的整流系统三相电流波形图。
[0047]
图7(a)为零序环流抑制后的整流系统零序电流波形图；图7(b)为零序环流抑制后的整流系统三相电流波形图。
[0048]
图8(a)为转子消振前的电机1角速度波形图；图8(b)为转子消振后的电机1角速度波形图。
[0049]
图9(a)为三相并联dc/dc变换器的输出电压波形图；图9(b)为三相并联dc/dc变换器的输出电流波形图。
具体实施方式
[0050]
以下将结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细说明。
[0051]
本发明一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法，通过打开绕组驱动电机绕组中点，并复用其驱动逆变器和滤波电容重构成电动汽车车载充电机，只需设置两位模式切换开关即可完成驱动与充电模式的切换。重构的车载充电机为两级式并联型变换器，在满足大功率充电场合的同时，实现宽范围的电压匹配，并且在充电过程中不会由于复用电机绕组产生电磁转矩。考虑到并联型变换器的系统间环流问题可能带来损耗和噪声，对并联型pwm整流器提出一种零序电流抑制与转子消振控制策略，对并联三相dc/dc变换器提出一种并联交错的占空比分配策略，减小系统损耗，提高充电效率，并且有效解决永磁电机充电过程中存在的振动和噪声问题。
[0052]
如图1所示，一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制系统结构，包括驱动用的第一开绕组电机、第二开绕组电机、第一开绕组电机驱动用的第一三相逆变器和第二三相逆变器、第二开绕组电机电机驱动用的第三三相逆变器和第四三相逆变器、三相交流切换开关k1、直流通道切换开关k2和蓄电池。所述第一开绕组电机、第二开绕组电机均为各相绕组带中心抽头的结构，所述三相交流切换开关k1与开绕组电机1的三相绕组的中心抽头连接，切换端与外部三相交流电源相连，所述直流通道切换开关k2一端并联与蓄电池正极相连，另一端具备双向切换功能，可以在驱动逆变器直流母线正端与第二开绕组电机的三相绕组的中心抽头之间选择切换。所述第一开绕组电机的三相绕组两端分别与第一三相逆变器和第二三相逆变器的输出端相连，所述第二开绕组电机的三相绕组两端分别与第三三相逆变器和第四三相逆变器的输出端相连，四个母线滤波电容与四套三相逆变器的输入端并联。
[0053]
当本系统工作在驱动模式时，所述三相交流切换开关k1断开，直流通道切换开关k2与第一开绕组电机和第二开绕组电机的驱动逆变器直流母线正端连接，蓄电池通过直流通道切换开关k2为第一开绕组电机和第二开绕组电机的驱动用变换器供电，可采用共母线开绕组永磁同步电机驱动控制策略进行驱动控制。
[0054]
充电模式简化电路拓扑如图2所示，当本系统工作在充电模式时，三相交流切换开关k1闭合，接通外部充电的三相交流电源，此时第一开绕组电机和三相绕组与第一三相逆
变器和第二三相逆变器重构为三相并联pwm整流系统，通过第一开绕组电机的三相绕组中心抽头与第一三相逆变器和第二三相逆变器工作在svpwm(空间矢量脉宽调制)整流模式，实现交流电能到直流侧母线的电能变换；直流通道切换开关k2与第二开绕组电机的三相绕组的中心抽头相连，第二开绕组电机的三相绕组与第三三相逆变器和第四三相逆变器重构成并联三相dc/dc变换器，工作于多路并联的buck(降压式)变换器模式，通过第二开绕组电机的三相绕组中心抽头输出给蓄电池充电。
[0055]
进一步地，在充电过程中，所述三相并联pwm整流系统在svpwm整流控制模式下，第一三相逆变器与第二三相逆变器采用单位功率因数控制策略，使用同一个电压外环，结合零序环流抑制和转子消振控制策略，通过占空比分配的方式分别加入对应的svpwm控制模块中，三相交流电源输出的电流通过第一开绕组电机的中心抽头流入，平均分配在各相绕组的两段上，每相绕组的两段流过大小相等方向相反的电流，产生大小相等方向相反的磁通势，最终产生的磁通之和为零，达到磁通平衡的状态，最终消除第一开绕组电机在充电状态下的电磁转矩。
[0056]
进一步地，在充电过程中，对重构的三相dc/dc变换器采用恒压双闭环控制方式，并通过三相并联交错控制策略，减小输出电流纹波，实现均流控制，将交流电网经三相并联pwm整流系统输出的直流电经过并联三相dc/dc变换器，从第二开绕组电机的绕组中心抽头流出，给蓄电池充电，第二开绕组电机各相绕组均流过大小相等的电流，同相的两段绕组电流方向相反，产生大小相等方向相反的磁通势，最终产生的磁通之和为零，达到磁通平衡的状态。消除第二开绕组电机在充电状态下的电磁转矩。
[0057]
充电模式下系统控制策略框图如图3所示，对于所述三相并联pwm整流系统，若并联整流器参数完全一致，控制信号也完全一致的话，则不会产生环流，但是实际工作中，并联整流器的参数是不完全一样的，所以环流也就是不可避免的，其零序环流大小可以表示为其中i
a1
、i
b1
、i
c1
、i
a2
、i
b2
、i
c
分别为两个pwm整流器的三相输入电流，由于只有两个pwm整流器并联，所以并联充电过程中i
a1
i
b1
i
c1
＝i
a2
i
b2
i
c2
，因此本系统零序环流表达式可简化为：
[0058][0059]
旋转坐标系下永磁同步电机的电磁转矩方程在可以表示为：其中，p为电机的极对数，ψ
f
为永磁体磁链，l
q
、l
d
、i
q
、i
d
分别为交、直轴电感以及电流值，由于幅值差异通常忽略转矩方程中的第二项，得到简化后的转矩表达式：
[0060][0061]
将式(2)应用在引出中心抽头的开绕组永磁同步电机中，由于充电时绕组分为两段，而流过电流方向相反，因此充电过程中的电磁转矩需要分为两个部分，分别用t
e1
和t
e2
，表示：
[0062]
[0063]
其中：i
q1
为电机1三相绕组第一段的交轴电流；i
q2
为电机1三相绕组第二段的交轴电流。
[0064]
根据式(1)和(3)计算得到零序环流i0和总电磁转矩t
e
，将其与给定零序环流i
ref0
＝0和电磁转矩t
ref
＝0相减后得到零序环流补偿量δi0和电磁转矩补偿量δt
e
，将零序环流补偿量δi0经过pr谐振控制模块，计算出零序电压补偿量δu0，将电磁转矩补偿量δt
e
经过pd滞后控制模块，计算出转矩电压补偿量将svpwm的时间常数t
s
与零序电压补偿量δu0和转矩电压补偿量数乘后分别与第一三相逆变器和第二三相逆变器对应的svpwm控制模块计算出的三相调制波t
aon1
、t
bon1
、t
con1
和t
aon2
、t
bon2
、t
con2
相加，分别得到补偿零序电流和补偿电磁转矩的调制量m
a1
、m
b1
、m
c1
和m
a2
、m
b2
、m
c2
，其具体计算过程为：
[0065][0066]
其中：t
s
为脉宽调制周期，t
x1
为工作在pwm整流模式的第一三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
x2
为工作在pwm整流模式的第二三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
y1
为工作在pwm整流模式的第一三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间，t
y2
为工作在pwm整流模式的第二三相逆变器的空间脉宽调制中扇区电压矢量作用时间；
[0067]
最后，将补偿后的调制量m
a1
、m
b1
、m
c1
、m
a2
、m
b2
、m
c2
与三角载波交截生成最终占空比控制信号g
a1
、g
b1
、g
c1
、g
a2
、g
b2
、g
c2
分别输出给并联pwm整流系统的第一三相逆变器和第二三相逆变器。
[0068]
对于所述并联三相dc/dc变换器，与并联pwm整流系统类似，并联变换器的参数完全一致，控制信号也完全一致的话，各支路输出电流一致，系统内无额外损耗，但实际上硬件参数无法做到完全一致，所以环流也就是不可避免的。因此对于并联三相dc/dc变换器，在共用同一个电压外环的基础上，分别设立三相绕组的独立电流内环控制，再将各相电流环输出根据绕组感值重新计算占空比后分配到对应桥臂上，具体步骤如下：
[0069]
步骤一：采集输出电压u
dc2
，各支路输出电流i
a3
、i
b3
、i
c3
、i
a4
、i
b4
、i
c4
，计算出各相输出电流σi
a
＝i
a3
i
a4
,σi
b
＝i
b3
i
b4
,σi
c
＝i
c3
i
c4
；
[0070]
步骤二：利用采集到的输出电压信号u
dc2
，将给定输出电压u
ref
和实际输出电压u
dc2
进行相减，得到电压误差δu
dc
，将电压误差δu
dc
经过pi控制模块，得到各支路电流给定值i
ref
；
[0071]
步骤三：根据计算得到的各相电流∑i
a
、∑i
b
、∑i
c
与电流给定值i
ref
相减得到各相的电流误差δ∑i
a
、δ∑i
b
、δ∑i
c
，将各相电流误差δ∑i
a
、δ∑i
b
、δ∑i
c
经过各自pi控制模块，得到各相上管占空比d
a
、d
b
、d
c
；
[0072]
步骤四：将同相两段绕组对应上管占空比根据其感值重新计算分配后生成占空比
控制信号g
a3
、g
b3
、g
c3
、g
a4
、g
b4
、g
c4
输出给第三三相逆变器和第四三相逆变器，计算公式为：
[0073][0074]
其中：l
a3
为第二开绕组电机的a相绕组第一段感值，l
a4
为第二开绕组电机的a相绕组第二段感值，l
b3
为第二开绕组电机的b相绕组第一段感值，l
b4
为第二开绕组电机的b相绕组第二段感值，l
c3
为第二开绕组电机的c相绕组第一段感值，l
c4
为第二开绕组电机的c相绕组第二段感值。
[0075]
进一步地，为验证本发明提出的一种双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法，按照具体实施方式构建了双开绕组永磁同步电机充电系统仿真仿真模型，使用220v三相交流电经过并联型pwm整流器和三相并联dc/dc变换器对336v额定电压的锂电池进行充电过程的仿真，母线电压设置为600v，两台开绕组永磁同步电机参数相同，电机电枢绕组电感值为8.17mh，电枢绕组电阻为1.3ω，电机永磁体磁链幅值为0.43wb，为验证零序环流抑制与转子消振策略，设置绕组中心抽头不均分两段绕组，比例为0.51：0.49。
[0076]
图4为充电过程中三相电源输入电压和电流波形，运用旋转坐标系下的两相电流进行前馈解耦运算实现输入电压与输入电流两者相位一致，满足单位功率因数的充电要求，提高电网电能利用率；
[0077]
图5为并联pwm整流系统输出母线电压波形，在svpwm整流中采用分段pi控制策略，在建压初期只设置p参数作用，在母线电压到达595v后添加i参数协同控制，响应时间快，超调小；
[0078]
图6(a)为零序环流抑制前的整流系统零序电流波形，图6(b)零序环流抑制前的单个整流器的三相电流波形，图7(a)为零序环流抑制后整流系统的零序电流波形，图7(b)为零序环流抑制后单个整流器的三相电流波形，图8(a)为转子消振前的电机角速度波形，图8(b)为转子消振后的电机角速度波形，证实了提出的零序环流抑制与转子消振控制策略相互配合，通过插入零矢量的方式改进svpwm控制模块，有效抑制整流系统内零序环流，减小系统损耗，并且大幅改善充电建压过程中电机振动与噪声问题；
[0079]
图9(a)和图9(b)为三相并联dc/dc变换器的输出电压和输出电流，在母线电压达到600v后开始对电池进行充电，根据并联dc/dc变换器的输出特性，结合恒压双闭环的控制策略，在共用同一个电压外环的基础上，对各相分别设计电流内环，并进行交错并联的占空比分配控制策略，实现三相均流控制，并联输出既能满足大功率充电的效率，也保证了一定的容错与安全性。
[0080]
通过仿真测试验证本发明所提出的双开绕组永磁同步电机驱动系统集成化充电控制方法可以在充电状态下消除电机绕组复用带来的电磁转矩，提出的零序电流抑制策略可以有效抑制充电过程中由于软硬件参数不对称造成的零序环流问题，提出的转子消振策略可以有效改善电机充电建压过程中的转子振动和噪声，相比于传统的电动汽车车载充电系统，采用本发明在保证充电功率的情况下可以让整个车载充电系统轻量化，并且避免充
电过程中电机转动产生的噪声和损耗，使充电性能更加稳定。
[0081]
以上所述仅是本发明的优选实施例，对于本领域的技术人员而言，在本发明的精神和原则范围内做出的若干等同替换和改进，均应包含在本发明的保护范围之内。