电机控制装置以及电机控制方法与流程

本发明涉及控制电机的电机控制装置以及电机控制方法。


背景技术：

专利文献1中记载了一种电机控制装置，具备：电力变换器，将直流变换为交流并供给至电机；以及控制器，通过反馈控制对用于使电流检测值靠近电流指令值的d、q轴的电压指令值进行运算，并基于该电压指令值控制电力变换器，所述反馈控制包含针对电机的d、q轴的电流检测值与电流指令值之间的电流偏差的积分控制。现有技术文献专利文献专利文献1：日本特开第2008
‑
173006号公报


技术实现要素：

发明要解决的课题这里，在电机的控制中，一般而言，会产生电力变换器的输出电压在电力变换器的电源电压(直流电压)下饱和的电压饱和状态。在该电压饱和状态下，通过与运算出的电压指令值不同的电压值来控制电机的驱动。因此，会发生电流检测值与电流指令值之间的电流偏差不为0的所谓的饱和(wind
‑
up)现象。若在这样的饱和现象的发生期间继续执行积分控制，则过度地增大或减小的积分值被运算以使电流偏差为0。然后，例如在电流指令值被变更的情况下，虽然饱和现象结束，但是在使过度地变化后的积分值减少或增大以使电流偏差为0之前需要花费较长时间。因此，存在例如在饱和现象发生后变更了电流指令值的情况等过渡状态下，电流检测值的朝向电流指令值的收敛性恶化等电流控制的稳定性恶化的担忧。因此，本发明的目的在于，提供能够提高电流控制的稳定性的电机控制装置以及电机控制方法。用于解决课题的手段因此，电机控制装置具备：电力变换器，将直流变换为交流并供给至3相无刷电机；以及控制器，通过反馈控制对d、q轴的电压指令值进行运算，并基于该电压指令值控制电力变换器，所述反馈控制包含针对3相无刷电机的d、q轴的电流检测值与电流指令值之间的电流偏差的积分控制，其中，控制器将积分控制的积分值限制在预定范围内。此外，在电机控制方法中，控制器通过反馈控制对d、q轴的电压指令值进行运算，并基于电压指令值，对将直流变换为交流并供给至3相无刷电机的电力变换器进行控制，所述反馈控制包含针对3相无刷电机的d、q轴的电流检测值与电流指令值之间的电流偏差的积分控制，所述控制器在对电压指令值进行运算时将积分控制的积分值限制在预定范围内。发明效果
根据电机控制装置以及电机控制方法，能够提高电流控制的稳定性。
附图说明
图1是表示应用了电机控制装置的车辆用内燃机的一例的结构图。图2是表示车辆用内燃机中的用于vcr机构的止动机构的一例的局部放大图。图3是表示vcr机构的电机以及电机控制装置的一例的结构图。图4是表示电机控制装置的控制器的内部结构的一例的结构图。图5是表示控制器的矢量控制部的内部结构的一例的结构图。图6是表示以往的电机控制装置的控制结果的时间图。图7是表示图6的控制结果中的积分值的时间变化的时间图。图8是表示根据第一实施方式的第二d(q)轴电流指令值运算部的内部结构的一例的结构图。图9是表示根据第一实施方式的矢量控制处理的一例的流程图。图10是表示根据第一实施方式的积分值决定处理的一例的流程图。图11是表示根据第一实施方式的控制结果的一例的时间图。图12是表示图11的控制结果中的积分值的时间变化的一例的时间图。图13是用于对执行了过调制控制的情况下发生的问题进行说明的图。图14是表示第二实施方式所涉及的电机控制装置的矢量控制部的内部结构的一例的结构图。图15是表示根据第二实施方式的第二指令电流运算部的内部结构的一例的结构图。图16是用于对第二实施方式的第一变形例进行说明的图。图17是用于对第二实施方式的第二变形例进行说明的图。图18是用于对第二实施方式的第三变形例进行说明的图。图19是表示积分限制值变更前的控制结果的一例的时间图。图20是表示积分限制值变更后的控制结果的一例的时间图。图21是表示根据第三实施方式的第二d(q)轴电流运算部的内部结构的一例的结构图。图22是表示根据第三实施方式的电压限制值的时间变化的一例的时间图。图23是表示第三实施方式中的电压限制值的时间变化的其它例的时间图。图24是表示根据第三实施方式的控制结果的一例的时间图。图25是用于对第三实施方式中的控制结果与图13所示的控制结果进行比较的图。图26是表示根据第四实施方式的矢量控制处理的一例的流程图。图27是表示根据第四实施方式的电压限制值决定处理的一例的流程图。图28是表示根据第四实施方式的积分值决定处理的一例的流程图。图29是表示根据第四实施方式的电压指令值决定处理的一例的流程图。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施本发明的实施方式进行说明。
图1是表示应用了电机控制装置的车辆用内燃机(发动机)的一例的结构图。发动机1具备：气缸体10；活塞12，能够往复运动地插入气缸体10的气缸孔10a中；以及气缸盖14，安装于气缸体10的上部。在活塞12的冠面12a与气缸盖14的下表面之间形成有燃烧室s。活塞12经由连杆(connecting rod、conn
‑
rod)16连结于曲轴18。气缸盖14上分别设置有朝向燃烧室s开口的吸气口14a以及排气口14b。此外，气缸盖14上安装有对吸气口14a的开口进行打开和关闭的吸气阀门20a、以及对排气口14b的开口进行打开和关闭的排气阀门20b。进一步，气缸盖14上安装有向燃烧室s喷射燃料的燃料喷射装置22、以及点燃燃料与空气的混合气的点火装置24。此外，发动机1具备例如在日本特开第2002
‑
276446号公报中公开的通过多连杆机构来变更燃烧室s的容积，从而使压缩比可变的可变压缩比(vcr：variable compression ratio)机构26。vcr机构26的多连杆机构例如构成如下。连杆16具有下连杆16a以及上连杆16b。下连杆16a由大致三角形状的两个构件构成。在下连杆16a的大致中央部形成有用于与曲轴18连结的连结孔。上连杆16b的下端侧通过第一连结销28能够转动地连结于下连杆16a的一端，上连杆16b的上端侧通过活塞销30能够转动地连结于活塞12。曲轴18具有多个轴颈部18a以及曲柄销(crank pin)部18b。轴颈部18a旋转自如地支承于气缸体10的主轴承(未图示)。曲柄销部18b插入下连杆16a的连结孔。由此，下连杆16a旋转自如地连结于曲柄销部18b。此外，曲柄销部18b从轴颈部18a偏心预定量。控制轴32能够旋转地支承于气缸体10的下部。控制轴32具有从其旋转中心偏心的偏心凸轮部32a。该控制轴32与下连杆16a的另一端经由控制连杆34而连结。控制连杆34的上端通过第二连结销36能够转动地连结于下连杆16a的另一端。控制连杆34的下端经由控制轴32能够转动地连结于气缸体10的下部。更详细地说，控制连杆34的下端侧能够旋转地嵌合于偏心凸轮部32a。在使用了这种多连杆机构的vcr机构26中，控制轴32的转动位置通过电动促动器38而被控制。电动促动器38包含后文详述的电机、减速器38a以及输出轴38b。在输出轴38b形成有齿轮(例如，蜗齿轮(worm gear))38b1。在控制轴32形成有与输出轴38b的齿轮38b1啮合的齿轮(例如，蜗轮(worm wheel))32b。电机的旋转输出首先通过减速器38a而被减速并被传递至输出轴38b。旋转输出被传递至输出轴38b后，通过输出轴38b的齿轮38b1与控制轴32的齿轮32b的啮合而被传递至控制轴32。输出轴38b的旋转角度(实际的角度)β例如通过在输出轴38b上安装有转子的旋转变压器等旋转角度传感器40来检测。旋转角度传感器40输出与实际的角度β对应的实际角度信号。并且，在vcr机构26中，若通过使电动促动器38的输出轴38b正转或反转从而控制轴32转动，则偏心凸轮部32a的中心位置发生变化。也就是说，偏心凸轮部32a相对于气缸体10的相对位置发生变化。由此，若控制连杆34的下端的摆动支承位置发生变化，则活塞上止点(tdc)中的活塞12的位置变高或变低，使得燃烧室s的容积增加或减少。因此，发动机1的压缩比被变更为低压缩比或高压缩比。即，发动机1的压缩比根据输出轴38b的旋转角度β而发生变化。如图2所示，vcr机构26安装有在控制轴32将要超过通常的控制范围而转动时对通
常的控制范围以上的转动进行制约的止动机构42。止动机构42具有：大致扇形的第一构件42a，扇形的主要部分被固定于控制轴32；以及板形状的第二构件42b，被固定于气缸体10。第一构件42a与控制轴32一体地旋转。在控制轴32超出作为通常的控制范围的最高压缩比(或最低压缩比)而发生了转动时，第二构件42b抵接于对第一构件42a的中心角进行规定的两个边之一。由此，控制轴32的位移被制约。这里，止动机构42在控制轴32将要超出通常的控制范围时发挥功能。因此，在通常控制中，由于第一构件42a不抵接于第二构件42b，因此能够抑制例如异响发生等。发动机1的燃烧控制是通过内置了微型计算机的发动机控制器44对燃料喷射装置22的喷射量和喷射时期以及点火装置24的点火时期等进行电子控制来进行的。发动机控制器44经由例如作为车载网络的一例的can(controller area network，控制器局域网络)而连接有对vcr机构26进行电子控制的vcr控制器46。因此，能够经由can而在发动机控制器44与vcr控制器46之间发送接收任意的数据。另外，作为车载网络，不限于can，可以使用flexray(注册商标)等公知的网络。发动机控制器44经由例如未图示的输入输出端口或输入输出电路而被输入旋转速度传感器48以及负载传感器50的各输出信号。旋转速度传感器48检测发动机1的旋转速度ne。负载传感器50检测发动机1的负载q。这里，作为发动机1的负载q，可以使用例如吸气负压、吸气流量、增压压力、油门开度、节气门开度等与扭矩(torque)密切相关的状态量。发动机控制器44例如参考被设定了与旋转速度以及负载相适合的目标值的映射(map)，求出与旋转速度ne以及负载q相应的目标压缩比。此外，发动机控制器44对与所求出的目标压缩比相应的输出轴38b的旋转角度(目标角度)βt进行运算。然后，发动机控制器44经由can，将与目标角度βt对应的目标角度信号输出至vcr控制器46。vcr控制器46基于从发动机控制器44输出的目标角度信号、从旋转角度传感器40输出的实际角度信号，控制电动促动器38的电机的驱动。因此，vcr控制器46作为电机控制装置的一例而被举出。通过控制电机的驱动，从而控制输出轴38b的正反旋转驱动，变更发动机1的压缩比。图3是表示电动促动器38的电机以及vcr控制器46的内部结构的结构图。作为电动促动器38的电机的一例，举出3相无刷电机60等。3相无刷电机60(以下，仅称为“电机60”)具备：大致圆筒状的定子(未图示)，由将u相线圈60u、v相线圈60v以及w相线圈60w星形连接得到的3相线圈卷绕而成；以及转子(永磁转子)60r，在形成于该定子的中央部的空间内以定子的轴线为中心能够旋转地配置。电机60内置有例如霍尔元件或编码器等转子角度传感器60s，检测伴随着转子60r的旋转的磁场变化，并输出与转子60r的旋转角度θ相应的磁场检测信号。但是，不限于此，转子角度传感器60s也可以是例如对与转子60r的旋转角度θ相应的信号进行检测的旋转变压器。vcr控制器46具有逆变器70以及控制器80。逆变器70是通过将车载电池b的直流(电压)变换为交流(电压)而将交流电力供给至电机60(其3相线圈)从而对电机60进行驱动的电力变换器。逆变器70具有将开关元件70a、70b串联连接而成的u相臂、将开关元件70c、70d串联连接而成的v相臂、以及将开关元件70e、70f串联连接而成的w相臂。这些u、v、w相臂在车
载电池b的正极侧的母线与车载电池b的负极侧的母线之间分别被并联连接。u、v、w相臂的两个开关元件之间被连接于电机60中的对应相的线圈，由此构成3相桥式电路。在图3中，示出了开关元件70a至70f作为二极管反向并联连接的igbt。但是，不限于此，开关元件70a至70f也可以是二极管反向并联连接的fet等其它用于电力控制的半导体元件。开关元件70a至70f的控制端子(例如，栅极端子)连接于控制器80的输出端口。在u、v、w相臂设置有例如用于通过分流电阻检测各相电流iu、iv、iw的电流检测单元(u相电流检测部72u、v相电流检测部72v、w相电流检测部72w)。这些电流检测单元72u、72v、72w例如通过运算放大器等检测各分流电阻的两端电位差。然后，电流检测单元72u、72v、72w将与各分流电阻中的两端电位差viu、viv、viw对应的电位差信号输出至控制器80。控制器80具备微型计算机，该微型计算机包含处理器80a、非易失性存储器80b、易失性存储器80c、输入输出电路80d、通信电路80e以及将它们相互连接的总线80f。处理器80a是通过执行被编写为软件程序的指令集从而执行各种控制程序的硬件，并且由例如cpu(central processing unit，中央处理单元)等构成。非易失性存储器80b是保存控制程序等并且能够保存各种数据的半导体存储器，包含例如eeprom(electrical erasable programmable read only memory，电可擦除可编程只读存储器)以及闪速rom(read only memory，只读存储器)。易失性存储器80c是成为临时的存储区域的半导体存储器，包含例如dram(dynamic random access memory，动态随机存取存储器)、sram(static random access memory，静态随机存取存储器)等。输入输出电路80d是从各种传感器等读入模拟信号或数字信号并且向促动器等输出模拟或数字的驱动信号的器件，包含例如a/d转换器、d/d转换器等。通信电路80e是用于经由can等网络而与其它控制器以及车载设备(未图示)等进行通信的器件，例如由can收发机等构成。控制器80的处理器80a不仅基于从发动机控制器44输出的目标角度信号、以及从旋转角度传感器40输出的实际角度信号，还基于从电流检测单元输出的电位差信号、以及从转子角度传感器60s输出的磁场检测信号，生成预定的控制信号。该控制信号被输出至开关元件70a至70f的各控制端子，是用于对开关元件70a至70f的接通/断开状态的切换进行控制的信号。由此，使电动促动器38的输出轴38b旋转，变更活塞12的上止点位置。因此，发动机1的压缩比朝向被低压缩比化的方向或被高压缩比化的方向变更。如图4所示，控制器80具有旋转角度运算部100、旋转速度运算部200、相电流检测部300、3相
‑
2轴变换部400、目标电流设定部500、矢量控制部600、2轴
‑
3相变换部700以及信号生成部800，作为功能块。旋转角度运算部100基于从转子角度传感器60s输出的磁场检测信号，对转子60r的旋转角度θ进行运算。旋转速度运算部200根据旋转角度运算部100运算出的旋转角度θ的时间变化对电机60的角速度(实际的旋转速度)ω
r
进行运算从而进行检测。另外，在ω
r
为负的值的情况下，设置为使电机60朝向压缩比变高的方向旋转，另一方面，在ω
r
为正的值的情况下，设置为使电机60朝向压缩比变低的方向旋转。相电流检测部300对从u、v、w相电流检测部72u、72v、72w输出的电位差信号分别进行a/d(analog to digital，模拟至数字)变换，并基于变换后的值来检测各相的相电流iu、
iv、iw。3相
‑
2轴变换部400使用旋转角度θ将相电流检测值iu、iv、iw变换为dq旋转坐标中的d轴电流检测值i
d
以及q轴电流检测值i
q
。dq旋转坐标是将与电机60的转子60r(永磁转子)同步旋转的励磁方向设为d轴，并将与该d轴正交的扭矩生成方向设为q轴的旋转坐标。目标电流设定部500基于从发动机控制器44输出的目标角度信号(目标角度βt)、从旋转角度传感器40输出的实际角度信号(实际的角度β)、旋转速度运算部200检测到的角速度检测值ω
r
以及通过3相
‑
2轴变换部400获得的q轴电流检测值i
q
，设定作为目标电流值的第一d轴电流指令值i
d*
以及第一q轴电流指令值i
q*
。更详细地说，目标电流设定部500首先对目标角度βt与实际的角度β之间的角度偏差进行运算。然后，目标电流设定部500执行反馈控制处理，例如基于运算出的角度偏差的比例积分控制(pi控制)等。由此，对用于控制电机60的驱动的指令扭矩进行运算以使实际的角度β靠近目标角度βt，并且对与该指令扭矩相应的第一q轴电流指令值i
q*
进行运算。另外，角度偏差为负的值是指需要朝向压缩比变高的方向驱动电机60以使β靠近βt。此外，角度偏差为正的值是指需要朝向压缩比变低的方向驱动电机60以使β靠近βt。另一方面，目标电流设定部500将第一d轴电流指令值i
d*
设定为负的值(例如，
‑
20a)或0a。在使用vcr机构26将活塞12的上止点位置朝向压缩比变低的方向变更时i
d*
被设定为负的值。即，在通过发动机1的燃烧压力朝向与电机60的旋转方向相同的方向施加扭矩时，i
d*
被设定为负的值。将i
d*
设定为负的值，并执行使电流流过3相线圈60u、60v、60w以有意地削弱电机60的励磁磁通量的、所谓的磁通削弱控制。由此，与将活塞12的上止点位置朝向压缩比变高的方向变更的情况相比，电机60的旋转速度容易上升。因此，通过执行磁通削弱控制，能够提高vcr机构26的响应性。在将活塞12的上止点位置朝向压缩比变高的方向变更时，即，通过发动机1的燃烧压力朝向与电机60的旋转方向相反的方向施加扭矩时，第一d轴电流指令值i
d*
被设定为0a。此时，若执行磁通削弱控制，则除了上述与电机60的旋转方向相反的方向的扭矩之外，电机60的产生扭矩也会由于励磁磁通量的减少而降低。因此，存在vcr机构26的响应性降低的担忧。因此，在将活塞12的上止点位置朝向压缩比变高的方向变更时，i
d*
被设定为0a，不执行磁通削弱控制。由此，抑制了在将活塞12的上止点位置朝向压缩比变高的方向变更时的vcr机构26的响应性的降低。像这样，目标电流设定部500对用于控制电机60的驱动的电流指令值(第一d轴电流指令值i
d*
、第一q轴电流指令值i
q*
)进行运算。矢量控制部600基于d、q轴电流检测值i
d
、i
q
、第一d轴电流指令值i
d*
、第一q轴电流指令值i
q*
、以及角速度检测值ω
r
，按每预定周期执行对d、q轴电压指令值v
d
、v
q
进行运算的矢量控制。关于矢量控制部600的详细情况，将在后文描述。2轴
‑
3相变换部700使用旋转角度θ，将通过矢量控制部600运算出的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
变换为u相电压指令值vu、v相电压指令值vv以及w相电压指令值vw的3相电压指令值。信号生成部800基于3相电压指令值vu、vv、vw以及例如作为三角波载波的载波(carrier wave)，生成用于输出至开关元件70a至70f的信号。更详细地说，信号生成部800例如通过根据基于vu、vv、vw生成的调制波(例如，正弦波)与载波之间的比较来决定用于驱动开关元件70a至70f的pwm(pulse width modulation，脉冲宽度调制)脉冲宽度，从而生成
作为上述信号的pwm脉冲。然后，信号生成部800将所生成的pwm脉冲输出至开关元件70a至70f。以下，对矢量控制部600的详细情况进行说明。图5是表示矢量控制部600的内部结构的结构图。矢量控制部600包含d(q)轴电流偏差运算部602(604)、第二d(q)轴电流运算部606(608)、d(q)轴线圈分电压运算部610(612)、非干扰控制部614以及d(q)轴电压运算部616(618)。d(q)轴电流偏差运算部602(604)对d(q)轴电流检测值i
d
(i
q
)与第一d(q)轴电流指令值i
d*
(i
q*
)之间的d(q)轴电流偏差δi
d
(δi
q
)进行运算，并将δi
d
(δi
q
)输出至第二d(q)轴电流运算部606(608)。第二d(q)轴电流运算部606(608)执行例如针对d(q)轴电流偏差δi
d
(δi
q
)的pi(比例积分)控制并对第二d(q)轴电流指令值进行运算。第二d(q)轴电流指令值包含通过p(比例)控制而运算出的d(q)轴的比例值x
d
(x
q
)、以及通过i(积分)控制而运算出的d(q)轴的积分值i
d**
(i
q**
)。在比例控制中，通过将d(q)轴电流偏差δi
d
(δi
q
)乘以电流控制的d(q)轴控制响应角频率ω
cdacr
(ω
cqacr
)，从而对d(q)轴的比例值x
d
＝δi
d
ω
cdacr
(x
q
＝δi
q
ω
cqacr
)进行运算。在积分控制中，将δi
d
(δi
q
)乘以作为积分增益的d(q)轴控制响应角频率ω
cdacr
(ω
cqacr
)来进行积分，从而对积分值i
d**
(i
q**
)进行运算。这里，积分也可以说是对预定时间间隔中的偏差进行累积而得到的。因此，通过积分控制对用于使δi
d
(δi
q
)为0的i
d**
(i
q**
)进行运算。即，i
d**
(i
q**
)用于使d(q)轴电流检测值(d、q轴实际电流)i
d
(i
q
)靠近第一d(q)轴电流指令值i
d*
(i
q*
)。然后，第二d(q)轴电流运算部606(608)将d(q)轴积分值i
d**
(i
q**
)输出至d(q)轴线圈分电压运算部610(612)以及非干扰控制部614，并将d(q)轴比例值x
d
(x
q
)输出至d(q)轴线圈分电压运算部610(612)。此外，第二d(q)轴电流运算部606(608)将d(q)轴积分值i
d**
(i
q**
)输出至第二q(d)轴电流运算部608(606)。d(q)轴线圈分电压运算部610(612)将d(q)轴积分值i
d**
(i
q**
)乘以作为电机60的电动机常数的电阻设定值r，对ri
d**
(ri
q**
)进行运算。此外，d(q)轴线圈分电压运算部610(612)将d(q)轴比例值x
d
(x
q
)乘以作为电机60的电动机常数的d(q)轴电感的设定值l
d
(l
q
)，对x
d
l
d
＝δi
d
ω
cdacr
l
d
(x
q
l
q
＝δi
q
ω
cqacr
l
q
)进行运算。这里，x
d
l
d
(x
q
l
q
)相当于将δi
d
ω
cdacr
l
d
/r(δi
q
ω
cqacr
l
q
/r)乘以r得到的值。因此，ω
cdacr
l
d
/r(ω
cqacr
l
q
/r)这一项等价于比例控制的比例增益。然后，d(q)轴线圈分电压运算部610(612)将ri
d**
(ri
q**
)与x
d
l
d
(x
q
l
q
)相加得到的值ri
d**
x
d
l
d
(ri
q**
x
q
l
q
)输出至d(q)轴电压运算部616(618)。非干扰控制部614对非干扰项进行运算。当电机60旋转时会产生感应电压，发生如d轴电压受到q轴电流的影响、q轴电压受到d轴电流以及励磁磁通量的影响那样的相互干扰。非干扰项用于预先消除这种相互干扰。更详细地说，非干扰控制部614通过将q轴积分值i
q**
乘以角速度检测值ω
r
以及q轴电感的设定值l
q
，从而对第一非干扰项i
q**
ω
r
l
q
进行运算。此外，非干扰控制部614对将d轴积分值i
d**
乘以ω
r
以及d轴电感的设定值l
d
而得到的值与将ω
r
乘以作为电机60的电动机常数的感应电压常数k
e
而得到的值进行相加，从而对第二非干扰项i
d**
ω
r
l
d
k
e
ω
r
进行运
算。然后，非干扰控制部614将第一非干扰项i
q**
ω
r
l
q
输出至d轴电压运算部616，并将第二非干扰项i
d**
ω
r
l
d
k
e
ω
r
输出至q轴电压运算部618。d轴电压运算部616通过将ri
d**
x
d
l
d
减去第一非干扰项i
q**
ω
r
l
q
，从而对d轴电压v
d
(＝ri
d**
x
d
l
d
‑
i
q**
ω
r
l
q
)进行运算。q轴电压运算部618通过将ri
q**
x
q
l
q
与第二非干扰项i
d**
ω
r
l
d
k
e
ω
r
进行相加，从而对q轴电压v
q
(＝ri
q**
x
q
l
q
i
d**
ω
r
l
d
k
e
ω
r
)进行运算。以下，将d、q轴电压运算部616、618运算出的d、q轴电压v
d
、v
q
称为d、q轴电压指令值v
d
、v
q
。另外，若将d、q轴电压指令值的本次值设为v
d，t
、v
q，t
、将d、q轴电流偏差的本次值设为δi
d，t
、δi
q，t
、将d、q轴积分值的本次值设为i
d，t**
、i
q，t**
、将角速度检测值的本次值设为ω
r，t
，则v
d，t
、v
q，t
分别由以下(数学式1)、(数学式2)表示。[数学式1][数学式2]然后，d(q)轴电压运算部616(618)将d(q)轴电压运算值v
d
(v
q
)输出至2轴
‑
3相变换部700。像这样，从矢量控制部600输出d、q轴电压指令值v
d
、v
q
。然后，由于该v
d
、v
q
通过2轴
‑
3相变换部700被变换为3相电压指令值vu、vv、vw，因此信号生成部800生成与v
d
、v
q
相应的pwm脉冲。因此，控制器80通过包含针对d、q轴的电流偏差的积分控制的反馈控制，对用于使d、q轴的电流检测值靠近d、q轴的电流指令值的v
d
、v
q
进行运算。然后，控制器80通过基于运算出的v
d
、v
q
来控制逆变器70(其输出电压)，从而控制电机60的驱动。这里，在上述矢量控制部600中，形成有作为d、q轴电流检测值与d、q轴电流指令值之间的d、q轴电流偏差而使其通过第二d轴电流运算部606、第二q轴电流运算部608的反馈路径。与此相对地，在以往，已知作为d、q轴电流检测值与d、q轴电流指令值之间的d、q轴电流偏差而输入至第二d轴电流运算部、第二q轴电流运算部，并且将d、q轴电流检测值直接输入至非干扰控制部的矢量控制部。也就是说，在这种以往的矢量控制部中存在将d、q轴电流检测值直接输入至非干扰控制部的反馈路径。另一方面，在上述矢量控制部600中，通过省略将d、q轴电流检测值直接输入至非干扰控制部的反馈路径，从而提高了尤其在电机转速处于高旋转区域内时的电流控制的稳定性。省略了将d、q轴电流检测值直接输入至非干扰控制部的反馈路径的矢量控制部600作为级联型矢量控制部而被知晓。例如，即使为了削减成本而将构成控制器80的一部分的微型计算机变更为运算周期较长的微型计算机，也能够通过采用该级联型矢量控制部进行例如抑制d、q轴电流检测值的振动等稳定的电流控制。于是，逆变器70的输出电压被限制为车载电池b的直流电压(以下，仅称为“电源电压ed”)以下。在信号生成部800使用正弦波作为调制波的情况下的pwm控制、即正弦波pwm控制中，3相电压指令值的绝对值可取的最大值为直流电压ed的1/2倍(ed/2)。因此，在正弦波pwm控制中，若在2轴
‑
3相变换部700中对超过ed/2的3相电压指令值vu、vv、vw进行运算，则逆变器70的输出电压被限制为电源电压ed。其相当于在矢量控制部600中对超过 ed/2或者小于
‑
ed/2的d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)进行运算。即，在正弦波pwm控制中，矢量控制部600运
算出的v
d
(v
q
)的绝对值超过ed/2时，发生逆变器70的输出电压饱和的电压饱和状态。因此，在产生电压饱和状态的期间，电机60被施加与 ed/2或
‑
ed/2大致相等的d轴电压或q轴电压。以下，在控制器80执行正弦波pwm控制的情况下，将上述ed/2称为d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
。即，将 ed/2称为d、q轴电压上限值v
dmax
、v
qmax
、将
‑
ed/2称为d、q轴电压下限值v
dmin
、v
qmin
。此外，将被施加至电机60的d、q轴电压称为d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
。参照图6、7，对上述问题、即以往的在基于控制器的电压饱和状态下发生的问题进行说明。另外，图6、7示出了例如超过q轴电压上限值v
qmax
的q轴电压指令值v
q
被运算而产生电压饱和状态的情况。但是，对于小于q轴电压下限值v
qmin
的v
q
被运算的情况下、超过d轴电压上限值v
dmax
的d轴电压指令值v
d
或者小于d轴电压下限值v
dmin
的d轴电压指令值v
d
被运算的情况下也是同样的。在图6中，在时刻t1，成为q轴施加电压v
q*
在q轴电压上限值v
qmax
下饱和的电压饱和状态。即，在时刻t1，超过v
qmax
的q轴电压指令值v
q
被运算(未图示)。因此，在时刻t1中，开始基于与被运算的v
q
不同的v
qmax
的电机60的驱动控制。因此，i
q
不跟随i
q*
，例如，q轴电流检测值i
q
低于第一q轴电流指令值i
q*
等(参照图6)，q轴电流偏差δi
q
开始变大。一般而言，若积分控制继续被执行，则只要d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
不成为0，为了使这些δi
d
、δi
q
为0，d、q轴积分值i
d**
、i
q**
就会朝向增大的方向或减少的方向继续变化。因此，如图6所示，若δi
q
开始变大，则在时刻t1之后，用于使q轴电流检测值i
q
靠近第一q轴电流指令值i
q*
的积分控制被执行，i
q**
开始增大(参照图7)。由(数学式2)可知，δi
q
以及i
q**
越增大则q轴电压指令值v
q
变得越大。即，v
q
被运算以增大i
q
并使i
q
靠近i
q*
。更详细地说，在时刻t1之后被运算的v
q
大于在产生电压饱和状态的时刻t1被运算的q轴电压指令值v
q
，当然，大于v
qmax
。然而，大于v
qmax
的q轴电压不会被施加至电机60，因此，时刻t1之后的q轴施加电压v
q*
在v
qmax
继续饱和，不发生变化。即，在时刻t1之后，增大后的i
q**
不被反映至v
q*
，因此会发生δi
q
不成为0而i
q
无法达到i
q*
的、即所谓的饱和现象。此外，在电压饱和状态下，从时刻t1开始经过预定时间后，电机60的转速也被限制为预定的转速(例如，最大转速)。总而言之，在图6所示的电压饱和状态下，相对于电机60的最大转速，第一q轴电流指令值i
q*
过大，因此会导致控制器80继续对要求电机60的最大转速以上这样的q轴电压指令值v
q
进行运算。如上述那样，在饱和现象的发生期间，通过执行用于使q轴电流偏差δi
q
为0的积分控制而得到的q轴电压指令值v
q
不被反映，q轴施加电压v
q*
不发生变化。因此，在饱和现象的发生期间，通过积分控制使q轴积分值i
q**
继续增大，会导致δi
q
被过度地累积。另一方面，如图6所示，d轴施加电压v
d*
未在d轴电压限制值v
dlmt
下饱和。然而，由(数学式1)可知，d轴电压指令值v
d
受到i
q**
的影响，因此在时刻t1以后，i
q**
越增大则v
d*
变得越小。因此，由于d轴电流检测值i
d
开始低于第一d轴电流指令值i
d*
，因此d轴电流偏差δi
d
增大。因此，导致d轴积分值i
d**
也增大(参照图7)。若通过积分控制，d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
被过度地累积，则存在发生以下问题的担忧。例如，在图6中，为了使电机60朝向与之前的旋转方向相反的旋转方向运转，在时刻t2，第一q轴电流指令值i
q*
被变更(指令变更)。在这种情况下，存在d、q轴电流检测值i
d
、i
q
相对于指令变更后的第一d轴电流指令值i
d*
、第一q轴电流指令值i
q*
的收敛性(响应性)恶
化等过渡状态下的电流控制的稳定性恶化的担忧。其结果，由于无法控制电机60的扭矩，因此不能如愿地降低电机60的转速。因此，存在相对于vcr机构26的目标压缩比发生过冲等在止动机构42中第一构件42a与第二构件42b发生不必要的碰撞的担忧。这样的过渡状态下的电流控制的稳定性的恶化的原因在于，在饱和现象的发生期间，不影响d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
的积分控制继续被执行。更详细地说，指令变更后，饱和现象结束，反映了d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的电机60的驱动控制成为可能。然而，在指令变更后去除在饱和现象的发生期间过度地变化后的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
的影响需要花费较长时间。例如，在图7中，使在从时刻t1起至时刻t2为止的期间过度地增大后的i
d**
、i
q**
减少需要花费时间。因此，在时刻t2以后，在至使过度地增大后的i
d**
、i
q**
减少为止的期间会对v
d
、v
q
产生不利影响，v
d*
、v
q*
变得不稳定。因此，由于d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
成为0为止需要花费较长时间，因此，存在响应性恶化的担忧。因此，为了提高过渡状态下的电流控制的稳定性，第一实施方式所涉及的控制器80设定与积分控制的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
有关的预定范围。然后，在i
d**
、i
q**
成为预定范围外时，控制器80将这些i
d**
、i
q**
限制在预定范围内。总而言之，由于i
d**
、i
q**
会在饱和现象的发生期间过度地变化，因此通过将这些i
d**
、i
q**
限制在预定范围内从而使其不过度地变化。为此，根据第一实施方式的第二d(q)轴电流运算部606(608)构成为除了对i
d**
、i
q**
等进行运算之外，还对规定上述预定范围的积分上下限值进行运算。更详细地说，如图8所示，第二d(q)轴电流运算部606(608)具有积分运算部606a(608a)、x
d
(x
q
)运算部606b(608b)、限制值运算部606c(608c)、以及积分限制部606d(608d)。另外，由于第二d轴电流运算部606和第二q轴电流运算部608具有相同的结构，因此，下面主要对第二d轴电流运算部606进行说明。在图8中，积分运算部606a由表示积分的符号1/s表示，如上述那样，将d轴电流偏差δi
d
乘以积分增益(ω
cdacr
)来进行积分。积分运算部606a运算出的d轴积分值i
d**
被输出至积分限制部606d。此外，积分运算部606a将运算出的i
d**
输出至第一q轴电流运算部608的限制值运算部608c。如上述那样，x
d
运算部606b将d轴电流偏差δi
d
乘以d轴控制响应角频率ω
cdacr
来对d轴比例值x
d
(＝δi
d
ω
cdacr
)进行运算，并且将x
d
输出至d轴线圈分电压运算部610以及限制值运算部606c。限制值运算部606c构成为输入d轴比例值x
d
、第二q轴电流运算部608的积分运算部608a运算出的q轴积分值i
q**
、以及角速度检测值ω
r
，并对它们进行存储。然后，如后文详述的那样，限制值运算部606c对规定预定范围的d轴积分上下限值(上限值i
dmax
以及下限值i
dmin
)进行运算，并将运算出的i
dmax
、i
dmin
输出至积分限制部606d。积分限制部606d输入d轴积分值i
d**
、d轴积分上限值i
dmax
以及d轴积分下限值i
dmin
。然后，积分限制部606d对所输入的i
d**
与i
dmax
以及i
dmin
进行比较，并基于比较结果决定向d轴线圈分电压运算部610以及非干扰控制部614的输出。更详细地说，在i
d**
超过i
dmax
时，i
dmax
被输出。此外，在i
d**
小于i
dmin
时，i
dmin
被输出。总而言之，在所输入的d轴积分值i
d**
成为由d轴积分上限值i
dmax
和d轴积分下限值i
dmin
规定的预定范围外(即，i
d**
>i
dmax
或i
d**
<i
dmin
)时，实际输出的d轴积分值被限制在该预定范围内。此外，同样地，在第二q轴电流运算部608中，在q轴积分值i
q**
成为由q轴积分上限
值i
qmax
和q轴积分下限值i
qmin
规定的预定范围外时，q轴积分值也被限制在预定范围内。因此，通过限制值运算部606c(608c)与积分限制部606d(608d)进行协作从而将d(q)轴积分值i
d**
(i
q**
)限制在预定范围内。另一方面，若所输入的d轴积分值i
d**
在预定范围内(即，i
dmin
≤i
d**
≤i
dmax
)，则积分限制部606d直接将d轴积分值i
d**
输出至d轴线圈分电压运算部610以及非干扰控制部614。更详细地说，限制值运算部606c使用d轴电压上限值v
dmax
、电阻设定值r、d、q轴电感的设定值l
d
、l
q
、以及已存储的输入值、即x
d
(＝δi
d
ω
cdacr
)的前次值、q轴积分值i
q**
的前次值以及角速度检测值ω
r
的前次值，对d轴积分上限值i
dmax
的本次值进行运算。更详细地说，若将d轴积分上限值的本次值设为i
dmax，t
、将d轴电流偏差的前次值设为δi
d，t
‑1、将q轴积分值的前次值设为i
q，t
‑
1**
、将角速度检测值的前次值设为ω
r，t
‑1，则i
dmax，t
由以下(数学式3)表示。[数学式3]如(数学式3)所示，d轴积分上限值的本次值i
dmax，t
是指通过分别将v
dmax
、δi
d，t
‑1、i
q，t
‑
1**
、ω
r，t
‑1代入(数学式1)的v
d，t
、δi
d，t
、i
q，t**
、ω
r，t
进行变形而得到的d轴积分值。即，若将d轴积分值的本次值设为i
d，t**
，则i
dmax
，
t
规定了与该i
d，t**
有关的预定范围的上限值。除了将d轴电压下限值v
dmin
代入(数学式1)的v
d，t
以外，d轴积分下限值的本次值i
dmin，t
与(数学式3)相同，由以下的(数学式4)表示。因此，i
dmin，t
规定了与i
d，t**
有关的预定范围的下限值。[数学式4]此外，限制值运算部608c使用q轴电压上限值v
qmax
、电阻设定值r、d、q轴电感的设定值l
d
、l
q
、感应电压常数k
e
、以及已存储的输入值、即x
q
(＝δi
q
ω
cqacr
)的前次值、d轴积分值i
d**
的前次值以及角速度检测值ω
r
的前次值，对q轴积分上限值i
qmax
的本次值进行运算。更详细地说，若将q轴积分上限值的本次值设为i
qmax，t
、将q轴电流偏差的前次值设为δi
q，t
‑1、将d轴积分值的前次值设为i
d，t
‑
1**
，则i
dmax，t
由以下(数学式5)表示。[数学式5]如(数学式5)所示，q轴积分上限值的本次值i
qmax，t
是指分别将v
qmax
、δi
q，t
‑1、i
d，t
‑
1**
、ω
r，t
‑1代入(数学式2)的v
q，t
、δi
q，t
、i
d，t**
、ω
r，t
进行变形而得到的q轴积分值。即，若将q轴积分值的本次值设为i
q，t**
，则i
qmax，t
规定了与该i
q，t**
有关的预定范围的上限值。除了将q轴电压下限值v
qmin
代入(数学式2)的v
q，t
以外，q轴积分下限值的本次值i
qmin，t
与(数学式5)相同，由以下(数学式6)表示。因此，q轴积分下限值的本次值i
qmin，t
规定了与i
q，t**
有关的预定范围的下限值。[数学式6]
总而言之，在输入了不满足表示预定范围的不等式i
dmin，t
≤i
d，t**
≤i
dmax，t
(i
qmin
，
t
≤i
q，t**
≤i
qmax，t
)的d(q)轴积分值的本次值i
d，t**
(i
q，t**
)时，积分限制部606d(608d)实际输出受到限制的d(q)轴积分值以满足上述不等式。另外，上述不等式分别由以下(数学式7)、(数学式8)表示。[数学式7][数学式8]参照图9、10对如上述那样构成的控制器80的处理器80a所执行的矢量控制处理的一例进行说明。矢量控制处理以输入了角速度检测值的本次值ω
r，t
、第一d轴电流指令值、第一q轴电流指令值的本次值i
d，t*
、i
q，t*
以及d、q轴电流检测值的本次值i
d，t
、i
q，t
为契机，按每预定的周期被执行。在步骤1中，处理器80a通过分别将i
d，t*
、i
q，t*
减去i
d，t
、i
q，t
从而对d、q轴电流偏差的本次值δi
d，t
、δi
q，t
进行运算。在步骤2中，处理器80a基于δi
d，t
、δi
q，t
以及d、q轴控制响应角频率ω
cdacr
、ω
cqacr
对d、q轴比例值x
d
、x
q
的本次值(＝δi
d，t
ω
cdacr
、δi
q，t
ω
cqacr
)进行运算。此外，处理器80a执行积分控制，对d、q轴积分值的本次值i
d
，
t**
、i
q，t**
进行运算。
[0095]
在步骤3中，处理器80a按照(数学式3)至(数学式6)，对d、q轴积分上限值的本次值i
dmax，t
、i
qmax，t
以及d、q轴积分下限值的本次值i
dmin，t
、i
qmin，t
进行运算。如上述那样，被用于i
dmax，t
、i
qmax，t
以及i
dmin，t
、i
qmin，t
的运算的δi
d，t
‑1、δi
q，t
‑1、i
d，t
‑
1**
、i
q，t
‑
1**
以及ω
r，t
‑1分别为d轴电流偏差、q轴电流偏差、d轴积分值、q轴积分值以及角速度检测值的前次值，是在前次的矢量控制处理中对d、q轴电压指令值v
d
、v
q
进行运算时被使用的变量。在步骤4中，处理器80a执行如图10所示的积分值决定处理。在步骤400中，处理器80a判定步骤2中运算出的i
d，t**
是否超过步骤3中运算出的i
dmax，t
。然后，若处理器80a判定为i
d，t**
超过i
dmax，t
，则将处理进入步骤402。在步骤402中，处理器80a将d轴积分值决定为i
dmax，t
(i
d**
＝i
dmax
)，将处理进入步骤410。另一方面，在步骤400中，若处理器80a判定为i
d，t**
为i
dmax，t
以下，则将处理进入步骤404。在步骤404中，处理器80a判定步骤2中运算出的i
d，t**
是否小于步骤3中运算出的i
dmin，t
。然后，若处理器80a判定为i
d，t**
小于i
dmin，t
，则将处理进入步骤406。
在步骤406中，处理器80a将d轴积分值决定为i
dmin，t
(i
d**
＝i
dmin
)，将处理进入步骤410。此外，在步骤400中，若处理器80a判定为i
d，t**
为i
dmin，t
以上，则将处理进入步骤408。在步骤414中，处理器80a将d轴积分值决定为步骤2中运算出的i
d，t**
((i
d**
＝i
d**
))，将处理进入步骤410。步骤410至418的处理是与步骤400至408同样地决定q轴积分值的处理，省略其说明。若处理器80a在步骤412、416或418中决定q轴积分值，则将处理返回至步骤5。在步骤5中，处理器80a首先对d、q轴电压指令值的本次值(以下，仅称为“v
d，t
、v
q，t”)进行运算。v
d，t
是按照(数学式1)，使用电阻设定值r、d轴控制响应角频率ω
cdacr
、d、q轴电感设定值l
d
、l
q
、角速度检测值的本次值ω
r，t
、在步骤1中运算出的d轴电流偏差δi
d，t
、在步骤4中决定的d轴积分值(i
d，t**
、i
dmax，t
或i
dmin，t
)以及q轴积分值(i
q，t**
、i
qmax，t
或i
qmin，t
)来运算的。v
q，t
是按照(数学式2)，使用电阻设定值r、q轴控制响应角频率ω
cqacr
、d、q轴电感设定值l
d
、l
q
、感应电压常数k
e
、角速度检测值的本次值ω
r，t
、在步骤1中运算出的q轴电流偏差δi
q，t
、在步骤4中决定的d轴积分值(i
d
，
t**
、i
dmax，t
或i
dmin，t
)以及q轴积分值(i
q，t**
、i
qmax，t
或i
qmin，t
)来运算的。若对v
d，t
、v
q，t
进行运算，则处理器80a结束矢量控制处理。然后，处理器80a对v
d，t
、v
q，t
进行2轴
‑
3相变换而生成3相电压vu、vv、vw，并基于这些3相电压vu、vv、vw生成用于驱动开关元件70a至70f的pwm脉冲。由此，经由逆变器70施加电压，控制电机60的驱动。但是，若v
d，t
或v
q，t
的绝对值超过d轴电压限制值v
dlmt
或q轴电压限制值v
qlmt
，则逆变器70的输出电压饱和，电机60被施加与v
dlmt
或v
qlmt
相当的d轴电压或q轴电压。根据以上说明的第一实施方式所涉及的控制器80，在通过积分控制运算出的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
成为预定范围外时，这些i
d**
、i
q**
被限制在预定范围内。即，由于i
d**
、i
q**
的过度的变化被抑制，因此，尤其饱和现象发生期间的d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
的过度的累积被抑制。由此，在第一d轴电流指令值i
d*
、第一q轴电流指令值i
q*
被变更(指令变更)且饱和现象结束后，能够抑制由δi
d
、δi
q
的过度的累积引起的响应性的恶化。因此，在i
d**
、i
q**
被限制的第一实施方式中，与未限制这些i
d**
、i
q**
的情况相比，能够缩短使d、q轴电流检测值i
d
、i
q
靠近指令变更后的i
d*
、i
q*
需要花费的时间。因此，能够提高饱和现象结束后的过渡状态下的电流控制的稳定性。其结果，能够提高电机60的扭矩控制的稳定性，例如能够迅速降低电机60的转速。这里，由(数学式1)以及(数学式2)可知，d、q轴积分值i
d**
、i
q**
的变化影响d、q轴电压指令值v
d
、v
q
。如参照图6、7说明的那样，以往，由于在饱和现象的发生期间，q轴电流偏差δi
q
不成为0，因此i
q**
增大以使δi
q
为0。因此，在未将i
d**
、i
q**
限制在上述预定范围内的情况下，与i
d**
的增大相应地，比饱和现象发生期间的q轴施加电压v
q*
(＝v
qmax
)大的q轴电压指令值v
q
继续被运算。与此相对地，在第一实施方式所涉及的控制器80中，还获得了以下作用和效果。这里，对q轴电压指令值的前次值v
q，t
‑1超过q轴电压上限值v
qmax
且q轴施加电压v
q*
在v
qmax
下饱和的情况进行说明。该情况下，在q轴积分值的本次值i
q，t**
超过q轴积分上限值的本次值i
qmax，t
时，i
q，t**
被限制为i
qmax
，
t
。i
qmax，t
是按照(数学式5)，使用v
qmax
、以及对超过v
qmax
的q轴电
压指令值的前次值v
q，t
‑1进行运算时使用的变量δi
q，t
‑1、i
d，t
‑
1**
和ω
r，t
‑1来运算的。然后，按照(数学式2)，使用i
qmax，t
对q轴电压指令值的本次值v
q，t
进行运算。这里，将使用i
qmax，t
运算出的q轴电压指令值的本次值v
q，t
设为v1、将使用限制前的i
q，t**
运算出的q轴电压指令值的本次值v
q，t
设为v2。由(数学式2)可知，若i
q，t**
>i
qmax，t
成立，则v1小于v2。此外，在(数学式2)的变量中，若q轴电流偏差的本次值δi
q，t
、d轴积分值的本次值i
d，t**
以及角速度检测值的本次值ω
r，t
与它们的前次值之间的差较小，则v1成为接近q轴电压上限值v
qmax
的值。即，若q轴积分值i
q**
被限制在预定范围内，则在v
qmax
饱和的q轴施加电压v
q*
与q轴电压指令值v
q
(＝v1)之间的差变小。关于以上的方面，在q轴积分值i
q**
被限制为q轴积分下限值i
qmin，t
的情况下、d轴积分值i
d**
被限制为d轴积分上限值i
dmax，t
或d轴积分下限值i
dmin，t
的情况下也是同样的。总而言之，在饱和现象的发生期间将d、q轴积分值i
d**
、i
q**
限制在预定范围内(即，满足(数学式7)以及(数学式8))的意思和使d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
(＝v
dlmt
、v
qlmt
)与d、q轴电压指令值v
d
、v
q
之间的差变小的意思相同。因此，d、q轴积分值i
d**
、i
q**
的过度的变化被抑制，并且电压饱和状态下的操作量(v
d
、v
q
)与控制量(v
d*
、v
q*
)大幅背离的情况被抑制。参照图11、12对第一实施方式所涉及的控制器80的控制结果进行说明。在图11中，在时刻t3，对超过q轴电压上限值v
qmax
的q轴电压指令值v
q
进行运算，产生逆变器70的输出电压饱和的电压饱和状态。因此，在时刻t3，q轴施加电压v
q*
成为v
qmax
。然后，在时刻t4，第一q轴电流指令值i
q*
被变更为使电机60的旋转方向反向旋转的值(指令变更)。即，在时刻t3至时刻t4，发生了q轴电流偏差δi
q
不成为0的饱和现象。在时刻t3以后，为了使q轴电流偏差δi
q
为0，开始对与图7同样地增加的q轴积分值i
q**
进行运算。但是，如图12所示，在时刻t5至t6，若通过积分控制对超过q轴积分上限值i
qmax
的i
q**
进行运算，则q轴积分值被限制为i
qmax
(积分值限制)。即，由于在时刻t5至t6，i
q**
被限制在预定范围内以减小饱和现象发生期间的v
q*
与v
q
之间的差，因此，抑制了过度地累积δi
q
的情况。因此，在图11中，由于在指令变更后的时刻t4以后，使d、q轴电流检测值i
d
、i
q
靠近变更后的第一d轴电流指令值i
d*
、第一q轴电流指令值i
q*
需要花费的时间被缩短，因此，与图6相比，提高了过渡状态下的电流控制的稳定性。此外，如图11所示，由于能够迅速地降低电机60的转速，获得期望的转速，因此，能够提高电机60的扭矩控制的稳定性。另外，在上述第一实施方式中，将d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
设为ed/2，但是不限于此。例如，也可以根据所使用的电机60的性能、最大转速等，将v
dlmt
、v
qlmt
设为ed/2以下。在这种情况下，例如，在矢量控制部600中，优选将电压限制部设置在d、q轴电压运算部616、618的下游侧。该电压限制部例如在被运算的v
d
、v
q
的绝对值超过所设定的d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
时输出所设定的v
dlmt
、v
qlmt
来代替v
d
、v
q
。由此，产生d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
在所设定的v
dlmt
、v
qlmt
下饱和的电压饱和状态，因此，能够应用第一实施方式所涉及的控制器80。此外，以上对控制器80执行正弦波pwm控制的情况进行了说明，但不限于此。例如，控制器80也可以执行使用由信号生成部800在正弦波上叠加了三次谐波并将其作为调制波的、所谓的三次谐波叠加方式的pwm控制。已知在三次谐波叠加方式的pwm控制中，与正弦波pwm控制相比，能够增大pwm脉冲宽度并延长开关元件70a至70f的接通时间。因此，在三次谐波叠加方式的pwm控制中，与正弦波pwm控制的情况相比，能够提高能够对直流电压ed输出的基波电压的比例(电压利用率)。更详细地说，在三次谐波叠加方式的pwm控制中，能够输出正弦波pwm控制的基波电压
(振幅)的2/√3(＝约1.15)倍的基波电压(振幅)。由此，相对于在正弦波pwm控制中d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
为ed/2的情况而言，还能够将这些v
dlmt
、v
qlmt
设为(2/√3)
×
(ed/2)＝ed/√3并在第一实施方式中采用三次谐波叠加方式的pwm控制。但是，即使在执行三次谐波叠加方式的pwm控制的情况下，也可以根据所使用的电机60的性能、最大转速等，将v
dlmt
、v
qlmt
设定为ed/√3以下。该情况下也优选设置与上述电压限制部相同的电压限制部。此外，例如，由(数学式7)以及(数学式8)可知，d、q轴积分上下限值i
dmax
、i
qmax
、i
dmin
、i
qmin
受到d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
、即d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的影响。因此，例如，在q轴电流检测值i
q
上叠加了噪声等情况下，存在被运算的i
qmax
、i
qmin
的波形发生振动的担忧(关于i
dmax
等也是同样的)。这里，在d、q轴积分上下限值、d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的计算中被使用的d、q轴电感l
d
、l
q
是在电机60的设计时预先被设定的值(设计值)。然而，在产生了上述d、q轴积分上下限值发生振动的问题的情况下，也可以将计算d、q轴积分上下限值时的l
d
、l
q
设为小于设计值。由此，例如在(数学式8)中，由于i
d，t
‑
1**
ω
r，t
‑1l
d
的项的大小发生变化，因此δi
q，t
‑1ω
cqacr
l
q
的项受到的噪声等的影响被抵消。因此，能够抑制d、q轴积分上下限值的波形发生振动的情况。为此，限制值运算部606c(608c)也可以构成为例如将计算出的d(q)轴积分上下限值的波形的最大值与最小值之间的差与比较用的阈值进行比较。更详细地说，在规定时间内检测到最大值与最小值之间的差超过比较用的阈值的次数为规定次数以上的情况下，限制值运算部606c(608c)也可以构成为使l
d
、l
q
小于设计值。这里，若l
d
、l
q
过小，则存在预定范围变得过窄、或者变得过宽等对预定范围产生不利影响的担忧。因此，也可以通过实机试验结果等预先决定与预定范围的大小有关的允许范围。在预定范围的大小为允许范围外的情况下，停止减小l
d
、l
q
。但是，在即使减小l
d
、l
q
，i
dmax
、i
qmax
、i
dmin
、i
qmin
的波形的振动也未收敛的情况下，也可以将l
d
、l
q
变更为0。接下来，对第二实施方式进行说明。第二实施方式所涉及的控制器80执行三次谐波叠加方式的pwm控制。即，信号生成部800使用在正弦波上叠加了三次谐波的调制波。此外，第二实施方式所涉及的控制器80构成为，为了虚拟地使用直流电压ed以上的电压作为逆变器70的输出电压，能够执行调制率m为1以上的区域内的控制，即所谓的过调制控制。另外，在本说明书中，将“调制率”定义为3相电压的振幅的峰值除以直流电压ed得到的值。如上述那样，在三次谐波叠加方式的pwm控制中，与正弦波pwm控制相比，能够提高电压利用率，能够输出正弦波pwm控制中的基波电压的2/√3(＝约1.15)倍的基波电压。这里，作为提高电压利用率的控制，已知输出矩形波来代替调制波的、所谓的单脉冲控制。在单脉冲控制中，能够输出正弦波pwm控制中的基波电压的4/π(＝约1.27)倍的基波电压。在三次谐波叠加方式的pwm控制中，通过执行使调制率m大于1的过调制控制，从而能够进一步提高电压利用率，能够使基波电压的波形成为大致矩形波状并使其靠近上述单脉冲控制。考虑上述情况，在本说明书中，将三次谐波叠加方式的pwm控制中的调制率m为1的控制定义为d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
与1.15
×
ed/2或
‑
1.15
×
ed相等的状态下的控制。即，在由矢量控制部600运算出的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的绝对值等于1.15
×
ed/2时，调制率m为1的控制被执行。因此，d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的绝对值大于1.15
×
ed/2是指用于过调制控制的d、q轴电压被运算。此外，在本说明书中，考虑单脉冲控制能够输出的基波电压，将能够执行过调制控制的三次谐波叠加方式的pwm控制下的d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
设定为例如4/π(＝约
1.27)
×
ed/2。即，d、q轴电压上限值v
dmax
、v
qmax
被设定为1.27
×
ed/2，d、q轴电压下限值v
dmin
、v
qmin
被设定为
‑
1.27
×
ed/2。因此，在过调制控制中，例如，在超过该v
qmax
的q轴电压指令值v
q
被运算的情况下，成为逆变器70的输出电压饱和的电压饱和状态(即，q轴施加电压v
q*
＝v
qmax
)。此外，在本说明书中，将满足1.15
×
ed/2以上且1.27
×
ed/2以下(
‑
1.27
×
ed/2以上且
‑
1.15
×
ed/2以下)的区域称为过调制控制区域。即，1.15
×
ed/2为过调制控制区域的下限值，1.27
×
ed/2为过调制控制区域的上限值。因此，在以下的说明中，控制器80构成为在运算出的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
处于过调制控制区域内时，能够基于这些v
d
、v
q
，执行对逆变器70的输出电压进行控制的逆变器70的过调制控制。这里，已知在过调制控制中，与调制率m为1以下的区域内的控制相比，开关元件70a至70f的接通时间变长。由此，由于能够增大逆变器70的输出电压，因此与调制率m为1的控制相比，例如能够使电机60的最大转速上升约10％。但是，在过调制控制中，与调制率m为1以下的区域内的控制相比，pwm脉冲的数量变少，因此，在流过电机60的电流(即，相电流检测值iu、iv、iw)上叠加高频分量而导致这些波形发生变形。其结果，d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的波形也发生变形。因此，例如，如图13所示的控制结果那样，存在电流控制的稳定性恶化的担忧。另外，图13所示的与q轴电压有关的时间图与表示d、q轴施加电压v
d*
、v
q*
的时间变化的图6、图11不同，示出了在q轴电压运算部618中被运算的q轴电压指令值v
q
的时间变化。在图13中，为了使电机转速达到期望的转速，在时刻t7，用于要求调制率m超过1的区域(m>1)内的控制这样的q轴电压指令值v
q
(>1.15
×
ed/2)被运算，过调制控制被执行。此外，在图13中，在时刻t8以后，超过v
qmax
的v
q
被运算，产生q轴施加电压v
q*
在v
qmax
下饱和的电压饱和状态。因此，发生q轴电流检测值i
q
与第一q轴电流指令值i
q*
之间的q轴电流偏差δi
q
不成为0的饱和现象。在过调制控制中的饱和现象的发生期间，伴随着相电流检测值iu、iv、iw的波形开始变形，q轴电流检测值i
q
的波形开始变形。这里，由饱和现象的发生引起的q轴积分值i
q**
的过度的增大通过与第一实施方式相同的结构被抑制(未图示)。然而，伴随着q轴电流检测值i
q
的波形的变形，在q轴电流偏差δi
q
上也叠加高频分量，导致q轴积分值i
q**
的与时间相应的变化变大。此外，由于未图示的d轴电流检测值i
d
的波形也与i
q
同样地变形，因此由(数学式2)可知，v
q
受到伴随着i
d
的波形的变形的d轴积分值i
d**
的时间变化的影响。因此，由于在被运算的v
q
上叠加作为高频分量的电压波动(ripple)，因此，会导致v
q
的波形以v
qmax
为中心朝向正负两侧振动。因此，由于q轴施加电压v
q*
实际上在v
qmax
下饱和或者小于v
qmax
，因此，会对通过过调制控制而发生了波形变形的相电流iu、iv、iw造成不利影响，存在相电流iu、iv、iw的波形进一步变形的担忧。像这样，过调制控制中的饱和现象发生后，在获得期望的电机转速之前的过渡状态下，电流控制的稳定性恶化的结果是电机60的转速不稳定。因此，存在使用了vcr机构26的压缩比的变更速度不稳定的担忧。因此，为了提高图13所示的过渡状态下的电流控制的稳定性，在第二实施方式中，d(q)轴电压运算部616(618)将运算出的d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)输出至第二d(q)轴电流运算部606(608)(参照图14)。除此之外，在第二d(q)轴电流运算部606(608)中的积分运算部606a(608a)与积分限制部606d(608d)之间设置有低通滤波器处理部606e(608e)(参照图
15)。以下，对第二d轴电流运算部606的低通滤波器处理部606e进行说明，但关于第二q轴电流运算部608的低通滤波器处理部608e也是同样的。低通滤波器(以下，仅称为“lpf”)处理部606e通过仅使从积分运算部606a输出的d轴积分值i
d**
的预定的频率以下的频率分量通过，从而执行对i
d**
的时间变化进行平滑化的滤波器处理。这样的滤波器处理例如通过软件执行。更详细地说，lpf处理部606e首先将d轴电压运算部616运算出的d轴电压指令值v
d
输入并存储。即，所输入的v
d
是在前次的矢量控制处理中被运算的v
d
(v
d
前次值)。然后，lpf处理部606e对v
d
前次值的绝对值与d轴电压限制值v
dlmt
进行比较，在v
d
前次值的绝对值超过d轴电压限制值v
dlmt
(＝1.27
×
eb/2)时执行滤波器处理。即，在逆变器70的输出电压饱和的期间，lpf处理部606e(608e)执行滤波器处理。由此，过调制控制中的饱和现象的发生期间的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
的与时间相应的变化被抑制。另一方面，在v
d
前次值的绝对值为d轴电压限制值v
dlmt
以下时，lpf处理部606e不执行滤波器处理。即，在未产生电压饱和状态且未发生饱和现象时，d轴积分值i
d**
直接被输出至积分限制部606d。根据第二实施方式所涉及的控制器80，在产生电压饱和状态的期间，通过lpf处理部606e、608e对d、q轴积分值i
d**
、i
q**
(即，限制前的d(q)轴积分值)的时间变化进行平滑化。此外，与第一实施方式同样地，控制器80将d、q轴积分值i
d**
、i
q**
限制在预定范围内。由此，能够将i
d**
、i
q**
限制在预定范围内，同时抑制在过调制控制中的饱和现象的发生期间伴随着在d、q轴电流偏差δi
d
、δi
q
上叠加高频分量的i
d**
、i
q**
的时间变化。然后，由于d、q轴电压指令值v
d
、v
q
使用被抑制了时间变化的i
d**
、i
q**
等而被运算，因此，能够抑制在这些v
d
、v
q
上叠加电压波动的情况。由此，由于过调制控制中的相电流iu、iv、iw的波形的进一步的变形被抑制，因此d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的波形的变形被抑制。因此，能够在过调制控制中的饱和现象的发生期间，在获得期望的电机转速之前的过渡状态下，提高电流控制的稳定性。这里，lpf处理部606e(608e)不仅限于设置在积分运算部606a(608a)与积分限制部606d(608d)之间。作为第二实施方式的第一变形例，例如，如图16所示，lpf处理部606e(608e)也可以设置在限制值运算部606c(608c)与积分限制部606d(608d)之间。在这种情况下，d(q)轴积分上限值i
dmax
(i
qmax
)以及d(q)轴积分下限值i
dmin
(i
qmin
)的时间变化被平滑化。由(数学式3)至(数学式6)可知，这些i
dmax
(i
qmax
)以及i
dmin
(i
qmin
)受到叠加了高频分量的d(q)轴电流偏差δi
d
(δi
q
)的影响。因此，通过抑制i
dmax
(i
qmax
)以及i
dmin
(i
qmin
)的时间变化，从而获得了与对积分运算部606a(608a)的输出实施了滤波器处理的情况相同的效果。此外，作为第二实施方式的第二变形例，例如，如图17所示，也可以将lpf处理部606e(608e)设置在积分限制部606d(608d)的下游侧。即，在第二变形例中，在积分运算部606a、608a运算出的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
处于预定范围内时，这些i
d**
、i
q**
被实施滤波器处理。此外，在d、q轴积分值i
d**
、i
q**
处于预定范围外时，d(q)轴积分上限值i
dmax
(i
qmax
)以及d(q)轴积分下限值i
dmin
(i
qmin
)(即，限制后的d(q)轴积分值)被实施滤波器处理。因此，由于在第二变形例中也对i
d**
(i
q**
)、i
dmax
(i
qmax
)或i
dmin
(i
qmin
)的时间变化进行平滑化，因此获得了与第一变形例、第二变形例相同的效果。但是，不仅限于仅执行上述各滤波器处理中的一个。即，也可以对限制前的d(q)轴积分值、以及d(q)轴积分上下限值或限制后的d(q)轴积分值实施滤波器处理。此外，也可以
对d(q)轴积分上下限值以及限制后的d(q)轴积分值实施滤波器处理。进一步，也可以对限制前的d(q)轴积分值、d(q)轴积分上下限值以及限制后的d(q)轴积分值的全部实施滤波器处理。另外，lpf处理部606e(608e)不仅限于在过调制控制中的饱和现象发生的期间执行滤波器处理。相电流iu、iv、iw的波形在过调制控制开始之后开始变形。因此，例如，作为与v
d
前次值(v
q
前次值)的绝对值进行比较的阈值，也可以使用1.15
×
ed/2来代替v
dlmt
(v
qlmt
)。即，lpf处理部606e(608e)也可以在v
d
前次值(v
q
前次值)的绝对值超过1.15
×
ed/2的期间、即执行过调制控制的期间执行滤波器处理。在第二实施方式中，如图15至图17所示，通过设置lpf处理部606e(608e)，对d、q轴积分值i
d**
、i
q**
或d、q轴积分上下限值i
dmax
、i
dmin
、i
qmax
、i
qmin
实施了滤波器处理。由此，抑制了在d、q轴电压指令值v
d
、v
q
上叠加电压波动的情况，并抑制了相电流iu、iv、iw的波形的变形。但是，不限于此，在以下说明的第二实施方式的第三变形例中，在不设置lpf处理部606e(608e)的情况下也能够抑制d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的电压波动。在第三变形例中，如图18所示，在矢量控制部600的最下游侧设置有电压限制部620。该电压限制部620成为对d、q轴电压运算部616、618运算出的各个d、q轴电压指令值v
d
、v
q
与d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
(＝1.27
×
ed/2)进行比较。例如，在运算出的q轴电压指令值v
q
为q轴电压上限值v
qmax
以下或q轴电压下限值v
qmin
以上时，电压限制部620直接输出v
q
。另一方面，例如，在v
q
超过v
qmax
时或小于v
qlmt
时，电压限制部620输出v
qmax
或v
qmin
作为d、q轴电压指令值。总而言之，从矢量控制部600通过电压限制部620输出v
qmax
以下或v
qmin
以上的v
q
。因此，能够使作为过调制控制中的饱和现象发生期间饱和的q轴施加电压v
q*
的v
qmax
或v
qmin
与矢量控制部600的输出结果一致。即，在v
d
、v
q
超过d、q轴电压上限值v
dmax
、v
qmax
时，控制器80基于这些v
dmax
、v
qmax
来控制逆变器70。此外，在v
d
、v
q
低于d、q轴电压下限值v
dmin
、v
qmin
时，控制器80基于这些v
dmin
、v
qmin
来控制逆变器70。然而，如以下说明的那样，即使设置了电压限制部620，也存在在d、q轴电压指令值v
d
、v
q
叠加电压波动的担忧。例如，如图19所示，在时刻t9，例如，对超过1.15
×
ed/2的v
q
进行运算，并开始过调制控制。然后，在时刻t10，对超过q轴电压上限值v
qmax
的v
q
进行运算，发生了饱和现象。在这种情况下，q轴电流检测值i
q
的波形开始变形，并且在q轴电流偏差δi
q
上叠加高频分量。这里，虽然q轴积分值i
q**
被限制为q轴积分上限值i
qmax
，但是随着i
q
的波形的变形以及在δi
q
上的高次谐波分量的叠加，会在作为运算值的v
q
上叠加以v
qmax
为中心朝向正负两侧振动的电压波动。虽然超过v
qmax
的v
q
不通过电压限制部620从矢量控制部600输出，但是存在在由电压限制部620进行了限制后的v
q
的波形中在v
qmax
以下且叠加电压波动的担忧(参照图19)。因此，在第三变形例中，除了设置电压限制部620之外，还进行修正以扩大由d(q)轴积分上限值i
dmax
(i
qmax
)和d(q)轴积分下限值i
dmin
(i
qmin
)规定的预定范围。更详细地说，在第三变形例中，限制值运算部606c(608c)构成为使运算出的i
dmax
(i
qmax
)增大第一预定值α，并且使运算出的i
dmin
(i
qmin
)减少第一预定值α来修正预定范围。例如，图20示出了与q轴积分上下限值有关的限制值运算部608c将i
qmax
与第一预定值α相加的情况。即，在图20中，与变更i
qmax
前(图19)相比，i
qmax
增大了第一预定值α。由此，
在积分运算部608a运算出的q轴积分值i
q**
超过i
qmax
α时，i
qmax
α被决定为q轴积分值。因此，与q轴积分值由i
qmax
限制的情况相比，使用该i
qmax
α等进行运算的q轴电压指令值v
q
成为较大的值。根据第一预定值α的调整，v
q
成为q轴电压上限值v
qmax
以上且叠加了电压波动的波形(参照图20)。然后，该v
q
通过电压限制部620而被限制为v
qmax
，限制后的v
q
成为固定值(v
qmax
)。关于第一预定值α的设定，首先，例如，通过实机试验结果，预先测量饱和现象发生期间的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
(电压饱和状态下的v
d
、v
q
)的电压波动量。这里，该电压波动量是指运算出的v
d
、v
q
与d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
之间的差，更详细地说，是指图20所示的v
q
的峰值与v
qmax
之间的差。然后，优选设定第一预定值α以使其成为将预先测量出的电压波动量除以电阻设定值r而得到的值以上(α≥电压波动量/r)。即，电压波动量/r成为作为第一预定值α而能够设定的下限值。总而言之，控制器80考虑运算出的d、q轴电压指令值与d、q轴电压限制值之间的差，进行修正以扩大按照(数学式3)至(数学式6)获得的预定范围(即，运算出的预定范围)。此外，由于越增大第一预定值α则预定范围越宽，因此，与扩大预定范围前相比，d、q轴积分值增大或减少。因此，如在第一实施方式中提及的那样，指令变更后(饱和现象结束后)的电流控制的响应延迟。因此，也可以例如通过实机试验结果，预先调整第一预定值α与响应延迟的时间之间的关系，并考虑能够允许的响应延迟的时间来设定作为第一预定值α而能够设定的上限值。像这样，通过扩大与d、q轴积分值有关的预定范围，从而能够对v
dmax
、v
dmax
以上或v
dmin
、v
qmin
以下且叠加了电压波动的波形的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
进行运算。由此，通过电压限制部620，能够使限制后的v
d
、v
q
成为无电压波动的固定值。总而言之，除了设置电压限制部620之外，通过扩大预定范围也能够抑制在v
d
、v
q
上的电压波动的叠加。由此，能够抑制在过调制控制中的饱和现象发生期间进一步产生相电流iu、iv、iw的波形的变形。因此，与设置了lpf处理部606e、608e的情况同样地，能够提高电流控制的稳定性。于是，如上述那样，过调制控制中的饱和现象在超过v
dmax
(v
qmax
)(＝ 1.27
×
ed/2)的d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)、或者小于v
dmin
(v
qmin
)(＝
‑
1.27
×
ed/2)的v
d
(v
q
)被运算时发生。这意味着 1.15
×
ed/2以上或者
‑
1.15
×
ed/2以下的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
被运算，即，无任何制约地允许v
d
、v
q
进入过调制控制区域。这成为如图13所示的q轴电流检测值i
q
的波形的变形发生的一个原因。因此，在第三实施方式所涉及的控制器80中，设置为使d、q轴电压指令值v
d
、v
q
逐渐进入过调制控制区域。为此，首先在矢量控制部600的最下游侧设置与第二实施方式的第三变形例相同的电压限制部620(参照图18)。此外，如图21所示，d、q轴电压运算部616、618运算出的v
d
、v
q
分别被输入至限制值运算部606c、608c。电压限制部620基本上与上述第三变形例中说明的相同，但是在第三实施方式中，能够持续地变更在电压限制部620中与d、q轴电压指令值v
d
、v
q
进行比较的d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
。更详细地说，v
dlmt
、v
qlmt
的变更范围分别由比作为过调制控制区域的下限值的1.15
×
ed/2小的第一限制值和比1.15
×
ed/2大的第二限制值规定。第一限制值用于规定v
dlmt
(v
qlmt
)的下限值，被设定为例如ed/2。此外，第二限制值用于规定v
dlmt
、v
qlmt
的上限值，被设定为例如作为过调制控制区域的上限值的1.27
×
ed/2。
d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
例如按照以下方式被变更。以下，主要对第二q轴电流运算部608进行说明，但是关于第二d轴电流运算部606也是同样的。在第三实施方式中，首先，第二q轴电流运算部608的限制值运算部608c对在前次的矢量控制中被运算的q轴电压指令值v
q
、即v
q
前次值与v
qlmt
进行比较。这里，v
qlmt
的初始值被设定为第一限制值。在限制值运算部608c中被判定为v
q
前次值的绝对值超过v
qlmt
的情况下，在前次的矢量控制中，通过电压限制部620输出第一限制值来代替v
q
前次值。即，产生q轴施加电压v
q*
在第一限制值下饱和的电压饱和状态。此外，在v
q
前次值的绝对值超过v
qlmt
时，限制值运算部608c使v
qlmt
从第一限制值朝向第二限制值增大第二预定值。电压限制部620的v
qlmt
也与限制值运算部608c中的v
qlmt
的增大连动地被变更。因此，在本次的矢量控制中，电压限制部620将v
q
本次值与增大后的v
qlmt
进行比较。由此，在v
q
本次值超过增大后的v
qlmt
时，增大后的v
qlmt
被输出，q轴施加电压v
q*
在增大后的v
qlmt
下饱和的电压饱和状态被继续。然后，在限制值运算部608c中，在v
q
前次值继续超过增大后的v
qlmt
，且v
qlmt
等于第二限制值时，v
qlmt
的变更结束。总而言之，每当运算出的d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)超过d(q)轴电压上限值v
dmax
(v
qmax
)时，限制值运算部606c(608c)使v
dmax
(v
qmax
)和v
dmin
(v
qmin
)的绝对值以第一限制值为初始值朝向第二限制值增大第二预定值。同样地，每当运算出的v
d
、v
q
低于d(q)轴电压下限值v
dmin
(v
qmin
)时，v
dmax
(v
qmax
)与v
dmin
(v
qmin
)的绝对值以第一限制值为初始值朝向第二限制值增大第二预定值。由此，在获得图13所示的过调制控制中的电机60的最大转速之前，使v
d
(v
q
)在增大后的v
dmax
(v
qmax
)或降低后的v
dmin
(v
qmin
)饱和，同时最终在第二限制值下饱和。即，在逆变器70的输出电压饱和而发生过调制控制中的饱和现象之前，使作为矢量控制部600的运算结果的v
d
(v
q
)在变更的v
dlmt
(v
qlmt
)饱和。由此，v
d
(v
q
)能够逐渐进入过调制控制区域。另一方面，在运算出的v
d
(v
q
)为v
dmin
(v
qmin
)以上且v
dmax
(v
qmax
)以下时，限制值运算部606c(608c)维持这些v
dmax
(v
qmax
)、v
dmin
(v
qmin
)不变。例如，如图22所示，也可以使d(q)轴电压限制值v
dlmt
(v
qlmt
)从第一限制值(＝ed/2)开始经过1.15
×
ed/2而朝向第二限制值(＝1.27
×
ed/2)以预定的时间常数进行时间变化的方式增大。将预定的时间常数设置为考虑了控制器80(矢量控制部600中的电流控制)的时间常数(＝d、q轴控制响应角频率的倒数ω
cdacr
‑1、ω
cqacr
‑1)的时间常数。例如，预定的时间常数也可以是控制器80的时间常数的约4倍。但是，不限于此，例如，如图23所示，v
dlmt
(v
qlmt
)也可以以与时间成比例地变化的方式被变更。更详细地说，在v
dlmt
(v
qlmt
)从第一限制值朝向第二限制值变化的期间，预先通过实机试验结果等求出用于使d、q轴电流检测值i
d
、i
q
不会成为不稳定的v
dlmt
(v
qlmt
)的时间变化率(斜率)。然后，也可以增大v
dlmt
(v
qlmt
)以使其按照预先设定的斜率(求出的斜率)发生时间变化。另外，d、q轴电压下限值v
dmin
、v
qmin
等价于
‑
v
dlmt
、
‑
v
qlmt
，且v
dlmt
、v
qlmt
如图22以及图23所示的那样越增大而越减少。此外，如上述那样，由于d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)在变更后的d(q)轴电压限制值v
dlmt
(v
qlmt
)饱和，因此，发生d(q)轴电流偏差δi
d
(δi
q
)不成为0的饱和现象。因此，d(q)轴积分值i
d**
(i
q**
)过度地增大或减少。因此，在第三实施方式中，限制值运算部606c(608c)使用用于对d(q)轴积分上下限值i
dmax
(i
qmax
)、i
dmin
(i
qmin
)进行运算而被变更或被维持的v
dlmt
(v
qlmt
)。由此，预定范围也伴随着v
dlmt
(v
qlmt
)的变更而被变更。例如，在i
q**
超过使用变更后的v
qlmt
而运算的i
qmax
时，该i
qmax
成为q轴积分值。因此，也能够抑制在使d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)饱和的同时增大的期间的d(q)轴积分值的过度的变化。像这样，在d(q)轴积分上下限
值i
dmax
(i
qmax
)、i
dmin
(i
qmin
)的运算中，依赖于时间而变更的d(q)轴电压限制值被使用。即，在第三实施方式中，(数学式3)至(数学式8)的v
dmax
、v
qmax
、v
dmin
、v
qmin
被变更为加入了时间t的元素的电压限制值、即被变更或被维持的d、q轴电压限制值(v
dmax
，t、v
qmax
，t、v
dmin
，t、v
qmin
，t)。参照图24、25对以上说明的第三实施方式所涉及的控制器80中的作用以及效果进行说明。在图24中，在时刻t11，通过矢量控制部600对超过第一限制值的q轴电压指令值v
q
进行运算。在这种情况下，v
q
被限制为第一限制值，产生q轴施加电压v
q*
在第一限制值下饱和的电压饱和状态而发生饱和现象。因此，在时刻t11之后的积分限制值的运算以及电压指令值的决定中被使用的d、q轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
被变更为从第一限制值开始增大了第二预定值的值。另外，假设在图24中，v
dlmt
、v
qlmt
按照图22被变更。然后，若被运算的v
q
继续超过v
qlmt
，则矢量控制部600所输出的v
q
表示与v
qlmt
的增大相同的时间变化。由此，v
q
在增大后的v
qlmt
饱和，同时达到第二限制值。更详细地说，能够在时刻t11以后，产生q轴电压指令值v
q
在持续地变更的q轴电压上限值v
qmax
下饱和的电压饱和状态，同时执行过调制控制，并且使过调制控制中的饱和现象发生。由此，能够抑制过调制控制中的饱和现象突然发生。关于这一点，参照将图13所示的过调制控制的控制结果(电压限制值无变更)与第三实施方式的控制结果(电压限制值有变更)进行比较的图25进行说明。在图25中，在未变更电压限制值的情况下，在时刻t7，过调制控制被执行，然后，在时刻t8发生了过调制控制中的饱和现象。另一方面，在变更了电压限制值的情况下，首先，在时刻t11，v
q
在第一限制值下饱和。然后，在时刻t12，过调制控制被执行，在时刻t13发生了过调制控制中的饱和现象。即，可知在变更了电压限制值的情况下，与未变更电压限制值的情况相比，能够在时间上延迟过调制控制中的饱和现象的发生。此外，在变更了电压限制值的情况下，在时刻t11，发生了电压饱和状态之后，v
q
伴随着电压限制值(v
qmax
)的变更而发生变化。因此，由于v
q
能够逐渐进入过调制控制区域，因此也能够在时间上延迟过调制控制的执行。尤其在变更了电压限制值的情况下，与未变更电压限制值的情况相比，能够使从过调制控制的执行开始到发生饱和现象为止的时间充分地延长，以抑制相电流iu、iv、iw的波形的进一步的变形(参照图25)。像这样，在第三实施方式所涉及的控制器80中，在要求过调制控制以及饱和现象的发生这样的、d、q轴电压指令值v
d
、v
q
被运算的期间，v
dlmt
、v
qlmt
以逐渐增大的方式被变更。由此，在发生过调制控制中的饱和现象之前，使v
d
、v
q
在逐渐被变更的v
dlmt
、v
qlmt
下饱和，同时执行过调制控制。即，由于v
d
、v
q
在被限制的同时逐渐进入过调制区域，因此能够抑制相电流iu、iv、iw的波形的进一步的变形，并抑制d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的波形的变形。因此，在过调制区域中的饱和现象的发生期间，能够提高在获得期望的电机转速之前的过渡状态下的电流控制的稳定性。此外，也可以组合以上说明的第三实施方式和第二实施方式。以下，参照图26至图29对组合了第二实施方式和第三实施方式得到的第四实施方式所涉及的控制器80所执行的矢量控制处理进行说明。另外，图26至图29是lpf处理部606e(608e)被设置在积分运算部606a(608a)与积分限制部606d(608d)之间的情况下(参照图15)的矢量控制处理。因此，d(q)轴电压运算部616(618)运算出的d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)被输出至限制值运算部606c
(608c)以及lpf处理部606e(608e)。根据第四实施方式的矢量控制处理在以下方面与图9所示的矢量控制处理不同。如图26所示，在步骤2与步骤3之间被插入了新的步骤6的电压限制值决定处理，步骤5被变更为步骤7的电压指令值决定处理。若步骤2的处理结束，则在步骤6中，处理器80a执行图27所示的电压限制值决定处理。在步骤600中，处理器80a读入后述的步骤7中被运算并被存储的d、q轴电压指令值v
d
、v
q
、即由前次的矢量控制处理的电压指令值决定处理决定的v
d
前次值以及v
q
前次值。在步骤602中，处理器80a判定v
d
前次值的绝对值(|v
d
前次值|)是否为d轴电压限制值v
dlmt
以下，且v
q
前次值的绝对值(|v
q
前次值|)是否为q轴电压限制值v
qlmt
以下。另外，在初次的矢量控制处理中，步骤602的v
dlmt
、v
qlmt
被设定为第一限制值(例如，ed/2)。此外，在初次的矢量控制处理中，由于v
d
前次值以及v
q
前次值未被决定，因此v
d
前次值以及v
q
前次值被设定为初始值(例如0)。在步骤602中，若处理器80a判定为|v
d
前次值|为v
dlmt
以下，且|v
q
前次值|为v
qlmt
以下，则将处理进入步骤604。在步骤604中，处理器80a维持v
dlmt
、v
qlmt
不变，将处理返回至步骤3。即，在步骤604中，v
dlmt
、v
qlmt
不被变更。另一方面，在步骤602中，若|v
d
前次值|超过v
dlmt
、或者|v
q
前次值|超过v
qlmt
时，则处理器80a判定为在前次的矢量控制处理中发生了电压饱和状态，将处理进入步骤606。在步骤606中，处理器80a按照图22或图23使在步骤602以及后述的步骤7中被使用的v
dlmt
以及v
qlmt
增大第二预定值，将处理返回至步骤3。若在步骤606中使v
dlmt
以及v
qlmt
增大，则在以后的处理中被使用的v
dlmt
以及v
qlmt
成为增大后的v
dlmt
以及v
qlmt
。在步骤3中，处理器80a使用在步骤6中被维持或被变更的v
dlmt
、v
qlmt
等，对d、q轴积分上下限值i
dmax
、i
qmax
、i
dmin
、i
qmin
的本次值进行运算。在步骤4中，处理器80a执行图28所示的积分值决定处理。该积分值决定处理与图10所示的积分值决定处理的不同之处在于，在步骤400之前被插入了步骤420、422。在步骤420中，处理器80a执行与步骤602相同的判定，以判定是否执行上述lpf处理部606e(608e)的滤波器处理。这里，对于步骤420中使用的v
dlmt
、v
qlmt
而言，与在步骤6中v
dlmt
、v
qlmt
是否被维持或者是否被变更无关地，使用在步骤602中使用的v
dlmt
、v
qlmt
。即，在步骤420中，处理器80a分别对|v
d
前次值|以及|v
q
前次值|与在步骤602中使用的v
dlmt
以及v
qlmt
进行比较。在步骤420中，在|v
d
前次值|超过v
dlmt
时、或者|v
q
前次值|超过v
qlmt
时，处理器80a判定为发生了电压饱和状态，将处理进入步骤422。在步骤422中，处理器80a针对在步骤2中运算出的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
执行上述lpf处理部606e、608e的滤波器处理，将处理进入步骤400。因此，在步骤400以后的处理中，将被实施了滤波器处理的i
d**
(i
q**
)与d(q)轴积分上限值i
dmax
(i
qmax
)以及d(q)轴积分下限值i
dmin
(i
qmin
)进行比较，并决定d(q)轴积分值。另一方面，在步骤420中，在|v
d
前次值|为v
dlmt
以下，且|v
q
前次值|为v
qlmt
以下时，处理器80a不执行滤波器处理，将处理进入步骤400。在这种情况下，在步骤400以后的处理中，将在步骤2中运算出的d、q轴积分值i
d**
、i
q**
与d(q)轴积分上限值i
dmax
(i
qmax
)以及d(q)轴
积分下限值i
dmin
(i
qmin
)进行比较，并决定d(q)轴积分值。然后，若处理器80a在步骤412、416或418中决定q轴积分值，则将处理返回至步骤7。在步骤7中，处理器80a执行图29所示的电压指令值决定处理。在步骤700中，处理器80a与图9所示的步骤5同样地对d、q轴电压指令值的本次值v
d，t
、v
q，t
进行运算。另外，在第四实施方式中，存在在步骤422中对d、q轴积分值i
d**
、i
q**
执行滤波器处理的情况。在这种情况下，在v
d，t
、v
q，t
的运算中，使用被实施了滤波器处理的i
d**
、i
q**
。在步骤702中，处理器80a判定在步骤700中运算出的v
d，t
是否超过d轴电压上限值v
dmax
(＝ v
dlmt
)。如上述那样，在步骤7中，关于v
dlmt
、v
qlmt
，使用在步骤6中被维持或被变更的v
dlmt
、v
qlmt
。因此，在步骤6中v
dlmt
被变更的情况下，在步骤702中，判定v
d，t
是否超过变更后的v
dmax
、即按照图22或图23增大后的v
dmax
。在步骤702中，若处理器80a判定为v
d，t
超过v
dmax
，则将处理进入步骤704。在步骤704中，处理器80a将最终输出的d轴电压指令值的本次值限制为v
dmax
(v
d
＝v
dmax
)。因此，由于产生d轴电压指令值在增大后的v
dmax
饱和的电压饱和状态，因此，饱和现象继续。另一方面，在步骤702中，若处理器80a判定为v
d，t
为v
dmax
以下，则将处理进入步骤706。在步骤706中，处理器80a判定v
d，t
是否小于d轴电压下限值v
dmin
(＝
‑
v
dlmt
)。如上述那样，在步骤6中v
dlmt
被变更的情况下，d轴电压下限值v
dmin
减少。然后，若处理器80a判定为v
d，t
小于v
dmin
，则将处理进入步骤708。在步骤708中，处理器80a将最终输出的d轴电压指令值的本次值限制为v
dmin
(v
d
＝v
dmin
)。因此，由于产生d轴电压指令值在减少后的v
dmin
下饱和的电压饱和状态，因此饱和现象继续。另一方面，在步骤706中，若处理器80a判定为v
d，t
为v
dmin
以上，则将处理进入步骤710。在步骤710中，处理器80a直接输出在步骤700中运算出的v
d
(v
d
＝v
d
)。即，在本次的矢量控制中，在步骤6中被维持或者被变更的v
dmax
以下且在步骤6中被维持或被变更的v
dmin
以上的v
d
被输出。因此，不产生电压饱和状态。步骤712至720的处理是与步骤702至710同样地决定最终的q轴电压指令值v
q，t
的处理，省略其说明。若处理器80a在步骤714、718或720中决定v
q，t
，则结束矢量控制处理。然后，处理器80a如上述那样基于在步骤7中决定的d、q轴电压指令值v
d，t
、v
q，t
，生成用于驱动开关元件70a至70f的pwm脉冲。由此，经由逆变器70施加电压并驱动电机60。另外，以上对lpf处理部606e(608e)被设置在积分运算部606a(608a)与积分限制部606d(608d)之间的情况下的第四实施方式进行了说明。在lpf处理部606e(608e)位于限制值运算部606c(608c)与积分限制部606d(608d)之间的情况下，将图28所示的步骤422的处理变更为对d(q)轴积分上下限值i
dmax
(i
qmax
)、i
dmin
(i
qmin
)实施滤波器处理的处理。由此，能够将第二实施方式的第一变形例与第三实施方式组合。此外，在lpf处理部606e(608e)位于比积分限制部606d(608d)更下游侧的情况下，
将比图28所示的步骤400更上游侧的步骤420以及422移动至比步骤412、416以及418更下游侧。由此，能够组合第二实施方式的第二变形例和第三实施方式。在这种情况下，步骤422的处理被变更为对最终决定的d(q)轴积分值实施滤波器处理的处理。即，对积分限制部606d(608d)运算出的d(q)轴积分值(限制前的d(q)轴积分值)或者被限制在预定范围内的d(q)轴积分值(限制后的d(q)轴积分值)实施滤波器处理。但是，不限于仅执行在第二实施方式中说明的各滤波器处理中的一个。即，也可以对限制前的d(q)轴积分值和d(q)轴积分上下限值或限制后的d(q)轴积分值实施滤波器处理。此外，也可以对d(q)轴积分上下限值和限制后的d(q)轴积分值实施滤波器处理。进一步，也可以对限制前的d(q)轴积分值、d(q)轴积分上下限值以及限制后的d(q)轴积分值的全部实施滤波器处理。此外，还能够将第二实施方式的第三变形例组合至第三实施方式。为此，删除图28所示的步骤420以及422的处理，并且图26所示的步骤3的处理被变更为如下处理：除了对d(q)轴积分上下限值i
dmax
(i
qmax
)、i
dmin
(i
qmin
)进行运算之外，还将运算出的i
dmax
、i
qmax
与第一预定值α相加，并将运算出的i
dmin
、i
qmin
减去第一预定值α。在以上说明的第四实施方式所涉及的控制器80中，与第三实施方式同样地，在限制d、q轴电压指令值v
d
、v
q
的同时使其逐渐进入过调制区域。此外，能够在时间上延迟过调制控制的执行以及过调制控制中的饱和现象的发生。因此，能够抑制相电流iu、iv、iw的波形的进一步的变形，并抑制d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的波形的变形。此外，如在第三实施方式中说明的那样，在第四实施方式中，d(q)轴积分上下限值i
dmax
(i
qmax
)、i
dmin
(i
qmin
)的运算中也使用变更后的v
dlmt
(v
qlmt
)。因此，也能够抑制d(q)轴电压指令值v
d
(v
q
)饱和的同时增大的期间的d(q)轴积分值的过度的变化。进一步，在第四实施方式中，在伴随着d(q)轴电压限制值v
dlmt
、v
qlmt
的持续性变更的电压饱和状态发生的期间，进行滤波器处理或者预定范围的扩大处理。因此，在第四实施方式中，能够进一步提高d、q轴电流检测值i
d
、i
q
的波形的变形的抑制效果。进一步，在上述各实施方式中，对控制器80执行针对d、q轴电流偏差的比例积分控制的情况进行了说明，但不限于此。例如，控制器80也可以构成为除了比例积分控制之外，还执行微分控制(即，pid控制)。另外，本领域技术人员能够容易理解的是，通过对各种上述实施方式的技术构思的一部分进行省略，或者对其一部分进行适当地组合，或者对其一部分进行替换，能够产生新的实施方式。标号说明46
ꢀꢀ
vcr控制器(电机控制装置)60
ꢀꢀ
电机(3相无刷电机)70
ꢀꢀ
逆变器(电力变换器)80
ꢀꢀ
控制器600 矢量控制部602 d轴电流偏差运算部604 q轴电流偏差运算部606 第二d轴电流运算部
608 第二q轴电流运算部606a(608a)
ꢀꢀ
积分运算部606c(608c)
ꢀꢀ
限制值运算部606d(608d)
ꢀꢀ
积分限制部606e(608e)
ꢀꢀ
lpf处理部616
ꢀꢀ
d轴电压运算部618
ꢀꢀ
q轴电压运算部620
ꢀꢀ
电压限制部