反激变换器的控制器芯片及反激变换器、开关电源系统的制作方法

1.本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种反激变换器的控制器芯片及反激变换器、开关电源系统。


背景技术：

2.请参考图1，现有的ssr（secondary synchronized rectifier，二次侧同步整流）反激变换器通常通过电压隔离反馈电路11（例如是光耦元件）反馈ssr反激变换器的输出电压vout，控制器芯片10需要通过检测ssr反激变换器的功率管（未图示）导通的时间或频率，来最终将输出电压vout稳定在预设值。其中，为了过滤掉电压隔离反馈电路11反馈信号中的高频噪声，需要在控制器芯片10的反馈回路中设置极点进行滤波。
3.传统方案一般是在控制器芯片10的fb引脚处外接一个电容c0进行滤波补偿，这种方案，虽然简单，但因需要外置电容c0，所以增加了系统成本与系统失效率。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种反激变换器的控制器芯片及反激变换器、开关电源系统，能够将补偿电容集成到片内，降低了系统成本与系统失效率。
5.为实现上述目的，本发明提供一种反激变换器的控制器芯片，所述控制器芯片具有反馈引脚，所述反馈引脚外接一用于反馈所述反激变换器的输出电压的电压隔离反馈电路，其中，所述控制器芯片还内置有：开关模块，一端连接所述反馈引脚，并用于控制所述反馈引脚的电位；电流调整模块，一端连接所述开关模块的另一端，并用于对流经所述开关模块的电流信号进行比例调节；极点补偿模块，具有补偿电容，且所述补偿电容的一端连接所述电流调整模块的另一端，所述补偿电容的另一端接地，所述极点补偿模块用于过滤掉所述反馈引脚所在的反馈路径中的高频干扰。
6.可选地，所述控制器芯片具有工作电压引脚，所述电压隔离反馈电路连接在所述工作电压引脚和所述反馈引脚之间；或者，所述控制器芯片具有参考地引脚，所述补偿电容的另一端连接到所述参考地引脚以接地，所述电压隔离反馈电路连接在所述参考地引脚和所述反馈引脚之间。
7.可选地，所述开关模块具有开关管；所述电压隔离反馈电路连接在所述参考地引脚和所述反馈引脚之间时，所述开关管的源极连接所述反馈引脚，所述开关管的漏极连接所述电流调整模块，所述开关管的栅极接收第一参考电压；当所述电压隔离反馈电路连接在所述工作电压引脚和所述反馈引脚之间时，所述开关管的漏极连接所述反馈引脚，所述开关管的源极连接所述电流调整模块，所述开关管的栅极接收第二参考电压。
8.可选地，所述极点补偿模块还包括一端连接至所述补偿电容和所述电流调整模块连接点的补偿电阻，所述补偿电阻的阻值和所述补偿电容的容值负相关。
9.可选地，所述的控制器芯片还内置有：比较模块，用于将所述极点补偿模块输出的电压信号与比较参考电压进行比较，以得到补偿信号；逻辑控制模块，连接所述比较模块，用于根据所述比较模块输出的补偿信号，产生用于控制所述反激变换器的功率开关管导通或截止的驱动信号。
10.基于同一发明构思，本发明还提供一种反激变换器，其包括：变压器，具有原边绕组和副边绕组；用于接收输入电压的原边电路，所述原边电路具有连接所述变压器的原边绕组的功率开关管；副边电路，连接所述变压器的副边绕组，并向相应的负载提供输出电压；电压反馈隔离电路，连接所述副边电路的输出端，以反馈所述输出电压；如本发明所述的控制器芯片，所述控制器芯片的反馈引脚连接所述电压反馈隔离电路。
11.可选地，所述电压反馈隔离电路包括：反馈电阻分压器，输入端连接所述副边电路的输出端，用于接收所述输出电压并对所述输出电压进行采样、分压和反馈；电压隔离器，连接在所述反馈电阻分压器的电压输出端和所述控制器芯片的反馈引脚之间，用于将所述反馈电阻分压器输出的电压进行隔离转换后传输给所述控制器芯片。
12.可选地，所述电压隔离器包括光耦元件。
13.基于同一发明构思，本发明还提供一种开关电源系统，其包括：如本发明所述的反激变换器；负载，连接所述反激变换器的电压输出端与现有技术相比，本发明的技术方案至少具有以下有益效果之一：1、通过在控制器芯片内增加电流调整模块，来对控制器芯片反馈引脚所反馈的电流信号进行变换，进而允许小容值的补偿电容集成在片内，用以构成所需的极点补偿模块，进而在片内成功设置反馈回路所需的极点，最终对反馈路径上的高频噪声进行滤波，避免反激变换器产生输出电压波纹。
14.2、在不改变采样增益与补偿极点的情况下，允许同时对构成极点补偿模块的补偿电容与补偿电阻进行调整，补偿电阻的阻值越大，对应需要的补偿电容的容值越小，从而可以实现大幅度缩小补偿电容的容值，例如将该补偿电容的容值缩小为10pf量级，由此可以很容易就将补偿电容集成到片内，降低了系统成本与系统失效率。
附图说明
15.图1是现有的ssr反激变换器的电路示意图。
16.图2是本发明具体实施例的反激变换器的控制器芯片的系统框图。
17.图3是图2所示的控制器芯片内部电路的一种示例结构示意图。
18.图4是图2所示的控制器芯片内部电路的另一种示例结构示意图。
19.图5是本发明具体实施例的反激变换器的电路结构示意图。
20.图6是图5所示的反激变换器的电路结构的一种示例示意图。
具体实施方式
21.以下结合附图和具体实施例对本发明提出的技术方案作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
22.请参考图2，本发明一实施例提供一种反激变换器的控制器芯片20，所述控制器芯片20具有反馈引脚fb并内置有依次连接的逻辑控制模块201、比较模块202、极点补偿模块203、电流调整模块204和开关模块205，反馈引脚fb外接一电压隔离反馈电路21。其中，电压隔离反馈电路21用于反馈反激变换器的输出电压vout。开关模块205的一端连接反馈引脚fb，并用于控制反馈引脚fb的电位。电流调整模块204的一端连接开关模块205的另一端，并用于对流经开关模块205的电流信号进行比例调节。极点补偿模块203具有补偿电容c，且补偿电容c的一端连接电流调整模块204的另一端，补偿电容c的另一端接地，极点补偿模块203用于过滤掉反馈引脚fb所在的反馈路径中的高频干扰。比较模块203用于将极点补偿模块203输出的电压信号与一比较参考电压（如图3和图4中的vref所示）进行比较，得到补偿信号（未图示）。逻辑控制模块201连接比较模块202的输出端，用于根据比较模块202输出的补偿信号，产生用于控制反激变换器的功率开关管q导通或截止的驱动信号，该驱动信号经由驱动引脚drv被传送至功率开关管q的栅极。
23.作为一种示例，请参考图3，本实施例中，控制器芯片20具有参考地引脚gnd，开关模块205具有开关管m1（可以是mos管或者三极管），电压隔离反馈电路21包括光耦元件211，该电压隔离反馈电路21的控制端接收输出电压vout，且还有一端连接控制器芯片20的反馈引脚fb，另一端连接控制器芯片20的参考地引脚gnd。所述的光耦元件也可以用其他隔离型元件代替，对接收的输出电压vout进行隔离处理后传输至控制器芯片20。当开关管m1为pmos管时，开关管m1的源极连接反馈引脚fb，漏极连接电流调整模块204的输出端，栅极接收第一参考电压v
ref2
。极点补偿模块具有补偿电阻r3和补偿电容c3，该补偿电阻r3的一端接芯片的工作电压（如图4中的vcc），补偿电阻r3的另一端和补偿电容c3的一端连接，形成极点补偿模块203的极点，连接比较模块202的一输入端以及电流调整模块204的输入端。
24.本示例中电流调整模块204的电流调节比例和补偿电容c3的容值选取的原理，具体如下：控制器芯片20通过开关管m1控制反馈引脚fb的电位，保证电压隔离反馈电路21的光耦等器件处于正常工作区，且电压隔离反馈电路21产生的电流信号i1通过电流调整模块204的比例调节后，在补偿电阻r3上形成压降，转换为电压fb1，fb1=vcc
‑
i2*r3，提供给比较模块202。令电流调整模块204的电流调整比例为1/b， b>1，即：i2/i1=1/b。由此，在保证i2到fb1具有一定的跨阻增益（即为要求选用的r3的最小阻值到最大阻值的范围内的任意值）的情况下，可以将补偿电阻r3等比例增大b倍。又由于极点由补偿电阻r3与补偿电容c3共同组成，因此在保证极点补偿模块203所设置的极点位置不发生改变的情况下（例如补偿电阻r3的阻值和补偿电容c3的容值成反比，其乘积为定值），可以在将补偿电阻r3等比例增大b倍的同时，将补偿电容c3等比例缩小b倍。在另一些实施例中，也可以在保证极点补偿模块203所设置的极点位置在一个较小范围内变化的情况下，在将补偿电阻r3增大的同时，将补
偿电容c3相应缩小，也即补偿电阻r3和补偿电容c3的变化负相关，从而达到大幅度缩小反馈的补偿电容的容值的目的。
25.举例而言，当图1中的c0的容值一般为nf级电容时，本示例的方案中，如果电流调整模块204的电流调整比例为1/b约为0.01，即b约为100左右时，则可以将补偿电阻r3相对于现有技术增大100倍左右的同时，可以将补偿电容c3缩小100倍左右，其容值即缩小为10pf量级左右，从而达到大幅度缩小反馈的补偿电容的容值的目的，由此更容易将补偿电容集成进控制器芯片20的片内，减小了系统成本与系统失效率。
26.作为另一种示例，请参考图4，本实施例中，控制器芯片20具有工作电压引脚vcc，开关模块205具有开关管m2（可以是mos管或者三极管），电压隔离反馈电路21包括光耦元件或其他隔离信号传输元件211，该电压隔离反馈电路21的输入端接收输出电压vout，还有一个端连接控制器芯片20的反馈引脚fb，还有另一端连接控制器芯片20的工作电压引脚vcc。当开关管m1为pmos管时，开关管m1的漏极连接反馈引脚fb，源极连接电流调整模块204的输入端，栅极接收第二参考电压v
ref3
。极点补偿模块203具有补偿电阻r4和补偿电容c5，该补偿电阻r4和该补偿电容c5的一端接地，补偿电阻r4的另一端和补偿电容c5的另一端连接，共同形成极点补偿模块203的极点，连接比较模块202的一输入端以及电流调整模块204的输出端。
27.本示例中电流调整模块204的电流调节和补偿电容c5的容值选取的原理，具体如下：控制器芯片20通过开关管m1控制反馈引脚fb的电位，保证电压隔离反馈电路21的光耦等器件处于正常工作区。电压隔离反馈电路21产生的电流信号通过电流调整模块204的比例调节后，在补偿电阻r4上形成电位fb2，提供给比较模块202。令电流调整模块204的电流调整比例为1/a， a>1，即：i4/i3=1/a。由此，在保证从i4到fb2有一定的跨阻增益（即为要求选用的r4的最小阻值到最大阻值的范围内的任意值）的情况下，可以将补偿电阻r4等比例增大a倍。又由于极点由补偿电阻r4与补偿电容c5共同组成，因此在保证极点补偿模块203所设置的极点位置不发生改变的情况下（例如补偿电阻r4的阻值和补偿电容c5的容值成反比，其乘积为定值），可以在将补偿电阻r4等比例增大a倍的同时，将补偿电容c5等比例缩小a倍。
28.举例而言，当图1中的c0的容值一般为nf级电容时，本示例的方案中，如果电流调整模块204的电流调整比例为1/a约为0.01，即a约为100左右时，则可以将补偿电阻r4相对于现有技术增大100倍左右的同时，可以将补偿电容c5缩小100倍左右，其容值即缩小为10pf量级左右，从而达到大幅度缩小反馈的补偿电容的容值的目的，由此更容易将补偿电容集成进控制器芯片20的片内，减小了系统成本与系统失效率。
29.也就是说，本实施例中，在极点补偿模块203设置的极点位置不变的情况下，选用的补偿电阻的阻值和选用的补偿电容的容值为负相关关系，补偿电阻的阻值越大，补偿电容的容值越小。
30.需要说明的是，本发明的极点补偿模块203中，补偿电阻的阻值和补偿电容的容值可以是固定值，也可以分别是可变的。且补偿电阻可以是电阻器，也可以是工作在可变电阻区的mos管等器件。
31.基于同一发明构思，请参考图5，本发明一实施例还提供一种反激变换器，其包括：
本发明的控制器芯片20、电压隔离反馈电路21、原边电路22、变压器23和副边电路24。其中，如图6所示，变压器23具有原边绕组l1和副边绕组l2。原边电路22接收输入电压vin，且具有连接变压器23的原边绕组l1的功率开关管q。副边电路24连接变压器23的副边绕组l2，并向相应的负载（未图示）提供输出电压vout。控制器芯片20至少具有反馈引脚fb和驱动引脚drv，电压反馈隔离电路21连接副边电路24的输出端和控制器芯片20的反馈引脚fb，以向控制器芯片20反馈输出电压vout。控制器芯片20的驱动引脚drv连接原边电路22中的功率开关管q的控制端（例如mos器件的栅极），能够根据反馈引脚fb的信号来产生控制功率开关管q的导通或截止的驱动信号，进而消除输出电压vout中的纹波。
32.可选地，请参考图6，电压反馈隔离电路21具有反馈电阻分压器和电压隔离器211。其中，电压隔离器211连接在反馈电阻分压器的电压输出端和控制器芯片20的反馈引脚fb之间，用于将所述反馈电阻分压器输出的电压进行隔离转换后传输给控制器芯片20。
33.作为一种示例，请参考图6，反馈电阻分压器包括分压电阻rf1和rf2以及三端二极管df，分压电阻rf1和rf2依次串联且分压电阻rf1的一端连接副边电路24的输出端，以接收输出电压vout，分压电阻rf2的一端接地，分压电阻rf1和rf2的串联节点作为反馈电阻分压器的电压输出端，输出对输出电压vout分压后的分压电压信号（未图示），三端二极管df的控制端连接分压电阻rf1和rf2的串联节点，阳极接地，阴极连接电压隔离器211的一端，三端二极管df在该分压电压信号的控制下导通或者截止，以使得电压隔离器211输出相应的反馈信号。电压隔离器211为光耦元件，光耦元件的发光二极管的阳极接收输出电压vout，光耦元件的发光二极管的阴极连接三端二极管df的阴极，光耦元件的光敏三极管的集电极连接控制芯片20的工作电压引脚vcc，光耦元件的光敏三极管的发射极连接控制芯片20的反馈引脚fb。
34.需要说明的是，在本发明的其他一实施例中，电压隔离器211还可以为三极管，该三极管的基极接收输出电压vout，三极管的集电极连接控制芯片20的工作电压引脚vcc，三极管的发射极连接控制芯片20的反馈引脚fb。
35.在本发明的另一实施例中，电压隔离器211还可以包括三极管和光耦元件，作为一种示例，可以直接用电压隔离器211的三极管替换图6中的三端二极管df，此时，三极管的基极连接分压电阻rf1和rf2的串联节点，三极管的发射极接地，三极管的集电极连接光耦的发光二极管的阴极。
36.作为一种示例，请参考图6，原边电路22除了具有功率开关管q以外，还包括：整流滤波电路和电流采样电路。其中整流滤波电路可以包括整流二极管和滤波电容cin，整流滤波电路用于接收输入电压vin并对输入电压vin进行整流滤波。电流采样电路连接在功率开关管q和控制器芯片20的电流检测引脚cs之间，用于检测原边电路22的峰值电流，其可以包括采样电阻rcs，该采样电阻rcs的一端连接功率开关管q的源极，另一端接地。
37.作为一种示例，请参考图6，副边电路24包括输出滤波电路，用于对输出电压vout进行滤波处理。输出滤波电路可以包括滤波电容cout。
38.需要说明的是，上述原边电路22、副边电路24和电压反馈隔离电路21的具体电路结构仅仅是举例，并不说明本发明的技术方案仅仅限于上述举例，本领域技术人员可以选用其所熟知的任意合适的电路结构来作为原边电路22、副边电路24和电压反馈隔离电路21，例如在原边电路22中还设置钳位电路等等，在副边电路24中还设置稳压二极管等等。
39.基于同一发明构思，请参考图2至图6，本发明一实施例还提供一种开关电源系统，其包括：如本发明所述的反激变换器，以及，负载，连接所述反激变换器的电压输出端。反激变换器输出的输出电压vout可以给负载供电。
40.综上所述，本发明的反激变换器的控制器芯片及反激变换器、开关电源系统，通过在控制器芯片内增加电流调整模块，来对控制器芯片反馈引脚所反馈的电流信号进行变换，进而允许小容值的补偿电容集成在片内，用以构成所需的极点补偿模块，进而在片内成功设置反馈引脚fb所需的极点，最终对反馈引脚fb所在反馈路径上的高频噪声进行滤波，避免反激变换器产生输出电压波纹。而且，在不改变采样增益与补偿极点的情况下，允许同时对构成极点补偿模块的补偿电容与补偿电阻进行调整，补偿电阻的阻值越大，补偿电容的容值越小，从而可以实现大幅度缩小补偿电容的容值，例如将该补偿电容的容值缩小为10pf量级，由此可以将补偿电容集成到片内，降低了系统成本与失效率。
41.上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的范围。