基于高变比变压器的电解制氢整流电源及控制方法与流程

本发明涉及利用水电解制氢技术领域，具体是基于高变比变压器的电解制氢整流电源及控制方法。

背景技术

近年来，随着全球环境污染、能源危机以及全球变暖等问题不断加剧，可再生能源的应用和发展得到了越来越广泛的关注，氢能作为零碳绿色可再生能源，具有能量密度大、转化效率高等优点，可实现开发到利用全过程零排放、零污染。氢气的制备是氢能产业链中的重要一环。现有制氢技术主要包括化石燃料及化工副产制氢、生物质制氢及电解水制氢等。其中，电解水制氢具有近零排放和制氢纯度高等优势，并且还可以和光伏、风力可再生能源发电结合起来，有效地消纳风电、光伏等不稳定电力，缓解其波动性对电网的冲击，具有重要的经济及社会效益。

整流电源作为电解水制氢的核心装置，其性能直接影响了制氢的效率和成本。整流电源输出直流电用于电解水制氢，需要满足低压大电流输出、高降压能力、高可靠性及低电流纹波等特点。现有学者研究表明，整流电源输出纹波越小，电解堆栈制氢效率越高。现有方案中，为了工业化大规模制氢，电解堆栈整流电源通常采用功率大、成本低的二极管或晶闸管整流器，这种电源输出纹波大，制氢效率低。在中小功率制氢中脉宽调制(PWM)型整流器应用较多，虽然其具有输出纹波小、功率因数高、动态性能好等特点，但是功率较小，并且成本高昂，无法用于大功率制氢。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供基于高变比变压器的电解制氢整流电源的控制方法，包括如下过程：

采集交流母线电压ua、ub、uc，采集6脉波晶闸管整流器输出电压udc1、单相H桥逆变器输出电压uinv；利用锁相电路得到a相电压ua的参考相位；

DSP控制模块根据6脉波晶闸管整流器输出电压、单相H桥逆变器输出电压的值进行控制计算，根据参考值与a相电压ua的参考相位确定6脉波晶闸管整流器控制信号，通过控制信号调节6脉波晶闸管整流器输出电压；通过纹波检测算法计算出6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量，所述的输出电压纹波分量即为单相H桥逆变器目标电压，根据所述目标电压确定单相H桥逆变器的控制信号，通过控制信号调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值；当单相H桥逆变器输出电压大小为6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量的n倍，n为串联高变比降压变压器变比，通过串联高变比降压变压器后得到幅值和纹波电压分量相等，方向相反的补偿电压ucom实现纹波补偿，使负载两端电压为恒定直流。

进一步的，所述的通过控制信号调节6脉波晶闸管整流器输出电压，包括如下过程:

6脉波晶闸管整流器采用PI控制策略，将采集得到的6脉波晶闸管整流器输出电压udc1经低通滤波器后与给定的参考电流udc1^*比较，得到输出的电流误差，所述的输出的电流误差经PI控制器调节后传递给反余弦变换器，得到触发角度α，通过锁相环模块根据电网电压ua、ub、uc得到电网电源相位信息θ，根据触发角α的大小调节晶闸管的触发时刻，改变输出电压。

进一步的，所述的通过纹波检测算法计算出6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量，包括如下过程：

令函数Ψ(t)＝udc1若Ψ(t)的傅里叶变换Ψ(ω)满足：

则Ψ(t)为一个基本小波,并定义以下积分:

式中：f(t)是以Ψ(t)为基的积分连续小波变换，a为尺度因子，表示与频率相关的伸缩，b为时间平移因子；通过小波变换得到高频信号和低频信号，不断将低频信号中的高频信号分解出去，使低频信号不断趋于基波信号，高频信号趋于谐波信号，最后重构出纹波电压分量。

进一步的，所述的根据所述目标电压确定单相H桥逆变器的控制信号，通过控制信号调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值，包括如下过程:

将得到的单相H桥逆变器输出电压uinv与给定参考值的差值导入到逆变器输出电压控制模块中,所述的输出电压控制模块包括PI控制器和重复控制器，通过两个控制器的调节，得到单相H桥逆变器的控制信号，将控制信号导入PWM发生器，得到单相H桥逆变器的开关控制信号，根据控制信号控制开关管动作，调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值。

基于高变比变压器的电解制氢整流电源，包括6脉波晶闸管整流器，单相H桥逆变器、并联整流变压器、LC滤波器、串联高变比降压变压器、DSP控制模块、电压采样电路、驱动电路；所述并联整流变压器一次侧与三相交流母线连接，二次侧与6脉波晶闸管整流器桥臂的中点连接；所述6脉波晶闸管整流器上桥臂阴极与负载正极连接，下桥臂阳极与串联高变比降压变压器二次侧异名端连接；单相H桥逆变器第一桥臂中点与LC滤波器电感一端连接；LC滤波器电容一端以及串联高变比降压变压器一次侧异名端分别与单相H桥逆变器第二桥臂中点连接；LC滤波器电感另一端和LC滤波器电容另一端与串联高变比降压变压器一次侧同名端连接；串联高变比降压变压器二次侧同名端与负载正极连接。

本发明的有益效果是：提供的基于高变比变压器的串联补偿电解制氢整流电源输出功率大，输出功率可达兆瓦级，并且输出电流纹波小，电解堆栈制氢效率高。仅使用6个半控型器件和4个全控器件即可达到兆瓦级功率，器件的使用数量大幅减少，控制简单可靠，由于单相H桥逆变器容量很小，系统总成本大为降低。该整流电源使用串连结构，并经变压器隔离，该整流电源不可能产生环流，更加可靠稳定。

附图说明

图1为基于高变比变压器的电解制氢整流电源的控制方法的流程示意图；

图2为基于高变比变压器的串联补偿电解制氢整流电源的电路拓扑结构框图；

图3为6脉波晶闸管整流器输出的电流波形图；

图4为三相电流源型PWM整流器输出的电流波形图；

图5为整流电源总输出的电流和电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，基于高变比变压器的电解制氢整流电源的控制方法，包括如下过程：

采集交流母线电压ua、ub、uc，采集6脉波晶闸管整流器输出电压udc1、单相H桥逆变器输出电压uinv；利用锁相电路得到a相电压ua的参考相位；

DSP控制模块根据6脉波晶闸管整流器输出电压、单相H桥逆变器输出电压的值进行控制计算，根据参考值与a相电压ua的参考相位确定6脉波晶闸管整流器控制信号，通过控制信号调节6脉波晶闸管整流器输出电压；通过纹波检测算法计算出6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量，所述的输出电压纹波分量即为单相H桥逆变器目标电压，根据所述目标电压确定单相H桥逆变器的控制信号，通过控制信号调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值；当单相H桥逆变器输出电压大小为6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量的n倍，n为串联高变比降压变压器变比，通过串联高变比降压变压器后得到幅值和纹波电压分量相等，方向相反的补偿电压ucom实现纹波补偿，使负载两端电压为恒定直流。

所述的通过控制信号调节6脉波晶闸管整流器输出电压，包括如下过程:6脉波晶闸管整流器采用PI控制策略，将采集得到的6脉波晶闸管整流器输出电压udc1经低通滤波器后与给定的参考电流udc1^*比较，得到输出的电流误差，所述的输出的电流误差经PI控制器调节后传递给反余弦变换器，得到触发角度α，通过锁相环模块根据电网电压ua、ub、uc得到电网电源相位信息θ，根据触发角α的大小调节晶闸管的触发时刻，改变输出电压。

所述的通过纹波检测算法计算出6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量，包括如下过程：

令函数Ψ(t)＝udc1若Ψ(t)的傅里叶变换Ψ(ω)满足：

则Ψ(t)为一个基本小波,并定义以下积分:

式中：f(t)是以Ψ(t)为基的积分连续小波变换，a为尺度因子，表示与频率相关的伸缩，b为时间平移因子；通过小波变换得到高频信号和低频信号，不断将低频信号中的高频信号分解出去，使低频信号不断趋于基波信号，高频信号趋于谐波信号，最后重构出纹波电压分量。

所述的根据所述目标电压确定单相H桥逆变器的控制信号，通过控制信号调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值，包括如下过程:

将得到的单相H桥逆变器输出电压uinv与给定参考值的差值导入到逆变器输出电压控制模块中,所述的输出电压控制模块包括PI控制器和重复控制器，通过两个控制器的调节，得到单相H桥逆变器的控制信号，将控制信号导入PWM发生器，得到单相H桥逆变器的开关控制信号，根据控制信号控制开关管动作，调节单相H桥逆变器的输出电压达到目标值。

基于高变比变压器的电解制氢整流电源，包括6脉波晶闸管整流器，单相H桥逆变器、并联整流变压器、LC滤波器、串联高变比降压变压器、DSP控制模块、电压采样电路、驱动电路；所述并联整流变压器一次侧与三相交流母线连接，二次侧与6脉波晶闸管整流器桥臂的中点连接；所述6脉波晶闸管整流器上桥臂阴极与负载正极连接，下桥臂阳极与串联高变比降压变压器二次侧异名端连接；单相H桥逆变器第一桥臂中点与LC滤波器电感一端连接；LC滤波器电容一端以及串联高变比降压变压器一次侧异名端分别与单相H桥逆变器第二桥臂中点连接；LC滤波器电感另一端和LC滤波器电容另一端与串联高变比降压变压器一次侧同名端连接；串联高变比降压变压器二次侧同名端与负载正极连接。

具体的，基于高变比变压器的串联补偿电解制氢整流电源，包括主电路和控制电路。所述主电路包括并联整流变压器，由6个晶闸管桥构成的6脉波晶闸管整流器，由4个IGBT构成的单相H桥逆变器，LC滤波器，串联高变比降压变压器。所述并联整流变压器一次侧与三相交流母线连接，ua、ub、uc分别为理想三相电网电压，二次侧与6脉波晶闸管整流器桥臂的中点连接，ua2、ub2、uc2分别为变压器二次侧电压，udc1为6脉波晶闸管整流器输出电压；所述6脉波晶闸管整流器上桥臂阴极与负载正极连接，下桥臂阳极与串联高变比降压变压器二次侧异名端连接；所述单相H桥逆变器第一桥臂中点与LC滤波器电感一端连接，uinv为单相H桥逆变器输出电压，第二桥臂中点与LC滤波器电容一端以及串联高变比降压变压器一次侧异名端连接；所述LC滤波器电感和电容另一端与串联高变比降压变压器一次侧同名端连接；所述串联高变比降压变压器二次侧同名端与负载正极连接，ucom为串联高变比降压变压器二次侧输出补偿电压，idc为负载电流，udc为负载电压。所述控制电路采用DSP控制电路，控制6脉波晶闸管整流器输出电压、单相H桥逆变器输出电压。

6脉波晶闸管整流器为主功率变换器，给负载提供绝大部分功率，其功率容量可达到兆瓦级，其输出电压为脉动直流，具有较大纹波分量。H桥逆变器为辅功率变换器，作为纹波电压补偿器通过降压变压器串联在负载和6脉波晶闸管整流器负极输出两端补偿由6脉波晶闸管整流器产生的纹波电压，其输出电压大小为所需补偿纹波电压的n倍，其只提供由纹波电压分量产生的负载功率，因此H桥逆变器容量只占整个整流电源容量的4％左右。

整流电源输出电压为恒定直流电压，即负载两端为恒定直流电压。整流电源输出电流极大，可达上万安培，不设置输出平波电抗器。并联整流变压器的频率为工频(50/60Hz)，为降压变压器，其高压侧和低压侧为一个独立三相绕组，均采用星型连接，高压侧绕组的每相匝数均为n1，低压侧绕组的每相匝数为n2。串联高变比降压变压器变比为n，工作频率为6倍工频，属于低频变压器，串联高变比降压变压器对电流起隔离作用，防止过大电流流入单相H桥逆变器，降低H桥逆变器中开关器件电流应力。由于串联高变比降压变压器中有较大直流电流通过，其容许存在较大直流偏磁。负载为制氢电解堆栈，可等效为一个电阻模型，其大小为RL。

基于高变比变压器的串联补偿电解制氢整流电源的控制方法

结合6脉波晶闸管整流器桥臂的开关函数，可以得到6脉波晶闸管整流器的输出电压与输入电压之间的关系，这里给出了在一个脉波周期内(ωt∈[0,π/3])输出电压表达式：

式(1)中，Um为电网相电压幅值，m为并联整流变压器匝比，ω＝2π*f，α为触发角，udc1为晶闸管整流器输出电压，f为电网频率。

根据上述关系，并结合实际输出电压需求和晶闸管器件的耐压能力，可以确定并联整流变压器变比m的取值。

通过合理的磁路磁阻设计，使得串联高变比降压变压器直流磁通按要求在电力变压器主磁路中流通，保证变压器脱离危险的工作状态，实现直流偏磁条件下无障碍运行。

只考虑直流磁通时的串联高变比降压变压器1/2模型等效磁路，根据基尔霍夫电压、电流定律(等效为磁势、磁通)可得：

Rc为硅钢片磁阻，φ1、φ3为直流磁通，且不希望直流磁通流过变压器旁柱，则令φ2为0，可求得原副边气隙磁阻Rg1、Rg2，进而可求得气隙长度。

只考虑交流磁通时的新型电力变压器1/2模型只考虑交流磁通时的新型电力变压器1/2模型：

同理，Rc为硅钢片磁阻，φ5、φ6为交流磁通，且不希望交流磁通流过两相磁性材料，则令φ5为0，可求得Rg1、Rg2，进而可求得气隙长度。综合式(2)和式(3)可以得到串联高变比降压变压器气隙长度。

其控制结构如图2所示。首先采集交流母线电压ua、ub、uc，采集6脉波晶闸管整流器输出电压udc1、单相H桥逆变器输出电压uinv。6脉波晶闸管整流器采用PI控制策略，将测量得到的6脉波晶闸管整流器输出电压udc1经低通滤波器(LPF)后与给定的参考电流udc1^*比较，输出的电流误差经PI控制器调节后传递给反余弦变换器，得到相应的触发角度α；利用锁相环(PLL)模块及电网电压ua、ub、uc测得电网电源相位信息θ，最后根据触发角α的大小调节晶闸管的触发时刻，即可改变输出电压。

将测量得到的6脉波晶闸管整流器输出电压udc1送入纹波检测模块。纹波检测模块采用一种小波变换算法，令函数Ψ(t)＝udc1如果Ψ(t)的傅里叶变换Ψ(ω)满足：

则则Ψ(t)为一个基本小波,并定义以下积分:

式中：f(t)是以Ψ(t)为基的积分连续小波变换，a为尺度因子，表示与频率相关的伸缩，b为时间平移因子。通过小波变换得到高频信号和低频信号，不断将低频信号中的高频信号分解出去，使低频信号不断趋于基波信号，高频信号趋于谐波信号，最后重构出纹波电压分量。该纹压电压分量作为单相H桥逆变器输出电压参考值uinv^*。

将测量得到的单相H桥逆变器输出电压uinv与给定参考值uinv^*的差值导入到逆变器输出电压控制模块中。输出电压控制模块包括PI控制器和重复控制器，通过两个控制器的调节，得到单相H桥逆变器的控制信号。将控制信号导入PWM发生器，得到单相H桥逆变器的开关控制信号，控制开关管动作。

逆变器输出电压大小为6脉波晶闸管整流器输出电压纹波分量的n倍，通过串联高变比降压变压器后得到幅值和纹波电压分量相等，方向相反的补偿电压ucom，即可实现纹波补偿，使负载两端电压为恒定直流。

图3所示为未进行纹波补偿时6脉波晶闸管整流器输出电压、电流波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制算法仿真验证，从波形中可看出，6脉波晶闸管整流器输出电压、电流为一个纹波含量非常大的6脉波脉动直流。

图4为单相H桥逆变器输出电压经串联高变比变压器降压后在二次侧的补偿电压波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制算法仿真验证，从图4中可看出串联高变比变压器二次侧的补偿电压与晶闸管整流器输出电压纹波分量方向相反，大小相等。

图5为本发明一种基于高变比变压器的串联补偿电解制氢整流电源的输出电压和电流波形图，通过将图3与图4波形比对可发现，将图3与图4的电压波形叠加在一起为图5电压波形图，从中可以看出纹波电压、电流得以有效减小。

本发明通过6脉波晶闸管整流器和基于高变比变压器的串联补偿单相H桥逆变器级联，可以减小整流电源输出电压纹波，从而大幅度提高制氢电解槽效率，实现大功率制氢。本发明所提出的混合整流电源所采用全控器件仅为4个，半控器件仅为6个，并且输出电压纹波小。与传统大功率PWM整流器电路相比，减少了全控器件的使用数量和器件容量，大幅度节约成本。与传统大功率晶闸管整流器电路相比，减少了半控器件的使用数量，节约成本，提高制氢电解槽效率

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。