三电平双向全桥LLCLC多谐振变换器拓扑的制作方法

三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑
技术领域
1.本发明涉及dc/dc隔离变换器技术领域，尤其涉及三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑。


背景技术：

2.当今为应对全球资源短缺及环境污染问题，电动汽车技术近年来迅速发展，电动汽车v2g充电桩以及新能源发电储能系统中需要双向dc/dc变换器，为此研究能够进行高电压等级、大功率、高效率能量双向传输的dc/dc变换器具有重要意义和广泛的应用前景。传统隔离型双向dc/dc变换器输入侧与输出侧互相隔离可提高用电的安全性与可靠性，同时可将闲置的电动汽车接入电网或储能设备等系统，缓解新能源发电的间歇性和波动性，实现对电网的削峰填谷。但现有全桥llc拓扑无法同时兼顾高电压等级、大功率及高效率进行能量传输；也无法满足电池充电过程中较宽电压调节范围的需求，传统隔离型双向dc/dc变换器一直存在低压输出效率低及开关管电压电流应力大的问题。
3.近年来，llc多谐振网络应用于两电平及两电平双向全桥结构，而在三电平及三电平双向结构中未曾使用，拓扑功率等级普遍较低，无法满足充电桩及储能系统等大功率技术要求，因此研究双变压器llc多谐振网络在三电平双向混合钳位拓扑中的应用具有十分重大的意义。


技术实现要素：

4.针对上述的不足，本发明解决现有全桥llc拓扑传输大功率、高电压等级、高效率能量传输的问题，同时满足输入输出侧可宽范围调节电压并实现能量双向传输。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
6.三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑，该拓扑原边包括：原边三电平全桥结构、双变压器llclc多谐振结构、辅助电感l
m2
；
7.原边三电平全桥结构连接双变压器llclc多谐振结构；
8.双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络输入侧与原边三电平全桥结构第一桥臂中点和第二桥臂中点连接；
9.双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络中陷波器由电感l
p
、电容c
r
串联，然后整体在与电容c
p
并联；
10.双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络由陷波器与电感l
r
、变压器励磁电感l
m1
串联，然后整体在与辅助电感l
m2
并联；
11.双变压器llclc多谐振结构中谐振网络输出侧分别与两个变压器原边连接，两个变压器副边连接副边双全桥串联结构，副边双全桥串联结构连接滤波电容。
12.本发明技术方案的进一步改进在于：该拓扑原边至副边为正向运行，原边直流电压经三电平全桥逆变电路变为交流电压，在经过多谐振网络由变压器传输至副边，在经过双全桥串联整流电路及滤波电容转变为直流电压。
13.本发明技术方案的进一步改进在于：该拓扑副边至原边为反向运行，副边直流电压经双全桥逆变电路变为交流电压，在通过变压器传输到原边，再经过多谐振网络和三电平全桥整流电路转变为直流电压。
14.本发明技术方案的进一步改进在于：正向运行时，当开关频率小于第一谐振频率时，拓扑原边与副边开关管采用同步非等宽变频驱动控制，其中原边开关管q1、q2、q7、q8及副边开关管q
10
、q
11
、q1、4q1为正半桥臂，原边开关管及q3、q4、q5、q6副边开关管q9、q
12
、q
13
、q
16
为负半桥臂，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，关断时原边外管q1、q4、q5、q8先于内管q2、q3、q6、q7关断，副边电流不连续，副边开关管在谐振结束，即副边电流降为零时关断；当开关频率大于第一谐振频率时，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，关断时原边外管q1、q4、q5、q8先于内管q2、q3、q6、q7关断，副边电流连续，副边开关管与原边内管同时关断。
15.本发明技术方案的进一步改进在于：反向运行时，当开关频率小于第一谐振频率时，拓扑原边与副边开关管采用同步非等宽变频驱动控制，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，原边内管与外管同时关断，副边电流不连续，原边开关管在原边电流降为零时关断；当开关频率大于第一谐振频率时，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，原边内管与外管同时关断，原边电流连续，原边开关管与副边开关管同时关断；采用基波分析法，基于变频控制的谐振腔正向电压增益m1与反向电压增益m2为：
[0016][0017][0018]
其中，v
ab
为原边电压v
ab
基波分量，v
cd
为副边电压v
cd
基波分量，v
out
＝2v
cd
，r
e
为折算阻抗；
[0019]
拓扑通过变频控制可改变谐振网络的阻抗z
r
：
[0020]
z
r
＝|jωl
r
(1/jωc
r
jωl
p
)p1/jωc
p
|
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0021]
谐振腔网络阻抗为零时相当于原边电压直接加在变压器原边，可求得第一谐振频率f
rs1
与第二谐振频率f
rs2
：
[0022][0023][0024]
与现有技术相比，本发明提供三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑有益效果如下：
[0025]
本发明提供三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑，该拓扑将双变压器llclc多谐振网络应用在了三电平双向混合钳位电路中，正向运行时根据电动汽车电池状态调节输
出电压及功率，反向运行时通过将电动汽车电池接入电网或储能系统等设备，以缓解新能源发电的间歇性和波动性对电网的冲击，实现对电网电压的削峰填谷，仅通过简单的变频控制策略既解决了传统全桥llc拓扑低压输出时效率低及开关管电压应力大的问题，又提高了能量传输的效率及功率，十分适用于目前大功率充电桩设备及储能系统。
附图说明
[0026]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0027]
图1本发明中三电平全桥双变压器llclc多谐振双向dc/dc变换器拓扑；
[0028]
图2正向运行v
in
为700v v
out
为750v时主要工作波形；
[0029]
图3正向运行v
in
为700v v
out
为750v时原副边电压与副边电流波形；
[0030]
图4正向运行v
in
为700v v
out
为400v时主要工作波形；
[0031]
图5正向运行v
in
为700v v
out
为400v时原副边电压与副边电流波形；
[0032]
图6反向运行v
out
为750v v
in
为700v时主要工作波形；
[0033]
图7反向运行v
out
为750v v
in
为700v时原副边电压与原边电流波形。
[0034]
其中，v
gs1
为开关管q1驱动信号，v
gs2
为开关管q2驱动信号，v
gs10
为开关管q
10
驱动信号，i
lm1
为变压器励磁电感电流，i
lm2
为辅助电感电流，i
lr
为谐振电感电流，i1为原边三电平全桥电路之前的电流，i2为副边全桥电路之后的电流，v
in
为原边电压，v
out
为副边电压，i
in
为原边电流，i
out
为副边电流。
具体实施方式
[0035]
下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0036]
本实施列结合附图进一步的说明本发明技术方案：
[0037]
(1)电路拓扑结构：如图1所示，三电平双向全桥llclc多谐振变换器拓扑，该拓扑原边包括：原边三电平全桥结构、双变压器llclc多谐振结构、辅助电感l
m2
；
[0038]
原边三电平全桥结构连接双变压器llclc多谐振结构；
[0039]
双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络输入侧与原边三电平全桥结构第一桥臂中点和第二桥臂中点连接；
[0040]
双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络中陷波器由电感l
p
、电容c
r
串联，然后整体在与电容c
p
并联；
[0041]
双变压器llclc多谐振结构中多谐振网络由陷波器与电感l
r
、变压器励磁电感l
m1
串联，然后整体在与辅助电感l
m2
并联；
[0042]
双变压器llclc多谐振结构中谐振网络输出侧分别与两个变压器原边连接，两个变压器副边连接副边双全桥串联结构，副边双全桥串联结构连接滤波电容。
[0043]
该拓扑正向运行时，原边直流电压经三电平全桥逆变电路变为交流电压，在经过多谐振网络由变压器传到副边，在经过双全桥串联整流电路及滤波电容转变为直流电压。
[0044]
该拓扑反向运行时，副边直流电压经双全桥逆变电路变为交流电压，在通过变压器传输到原边，再经过多谐振网络和三电平全桥整流电路转变为直流电压。
[0045]
该拓扑包括原边三电平全桥结构、双变压器llclc多谐振结构、辅助电感、副边双全桥串联结构；其中，原边将混合钳位三电平全桥结构用于多谐振dc/dc变换器中，谐振腔输入侧与三电平全桥结构第一桥臂中点及第二桥臂中点连接，多谐振网络中陷波器由电感l
p
、电容c
r
串联后与电容c
p
并联而组成，多谐振网络由陷波器与电感l
r
、变压器励磁电感l
m1
串联后与辅助电感l
m2
并联组成。谐振网络输出侧分别与两个变压器原边相连，副边由两个变压器副边接全桥结构串联然后加滤波电容组成。
[0046]
(2)开关网络分析：当电路拓扑正向运行且开关频率小于第一谐振频率时，拓扑原边与副边开关管采用同步非等宽变频驱动控制，其中原边开关管q1、q2、q7、q8及副边开关管q
10
、q
11
、q
14
、q
15
为正半桥臂，原边开关管及q3、q4、q5、q6副边开关管q9、q
12
、q
13
、q
16
为负半桥臂，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，关断时原边外管q1、q4、q5、q8先于内管q2、q3、q6、q7关断，副边电流不连续，副边开关管在副边电流降为零时关断；当开关频率大于第一谐振频率时，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，关断时原边外管q1、q4、q5、q8先于内管q2、q3、q6、q7关断，副边电流连续，副边开关管与原边内管同时关断。
[0047]
当电路拓扑反向运行且开关频率小于第一谐振频率时，拓扑原边与副边开关管采用同步非等宽变频驱动控制，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，原边内管与外管同时关断，副边电流不连续，原边开关管在原边电流降为零时关断；当开关频率大于第一谐振频率时，每周期原边及副边开关管正半桥臂与副半桥臂分别对应同时开通，原边内管与外管同时关断，原边电流连续，原边开关管与副边开关管同时关断。
[0048]
(3)谐振网络分析：采用基波分析法，基于变频控制的谐振腔正向电压增益m1与反向电压增益m2为：
[0049][0050][0051]
其中，v
ab
为原边电压v
ab
基波分量，v
cd
为副边电压v
cd
基波分量，v
out
＝2v
cd
。
[0052]
r
e
为折算到阻抗；
[0053]
谐振网络的阻抗z
r
：
[0054]
z
r
＝|jωl
r
(1/jωc
r
jωl
p
)p1/jωc
p
|
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0055]
令z
r
＝0可求得第一谐振频率f
rs1
与第二谐振频率f
rs2
：
[0056]
[0057][0058]
验真上述步骤(1)、(2)、(3)中拓扑结构及理论分析的可行性，采用psim软件进行仿真，其中第一谐振频率设定为100khz，第二谐振频率设定为300khz，变压器变比n＝1.08:1；附图2为正向运行，原边电压为700v开关频率为80.5khz时的驱动信号v
gs1
、v
gs2
、v
gs10
、励磁电感电流i
lm1
、谐振电感电流i
lr
与副边双全桥电路之后的电流i2波形；附图3为对应副边电压与电流波形，可看出副边电压为750v，副边电流为40a，可知当小于第一谐振频率时拓扑工作在升压模式；附图4为正向运行，原边电压为700v开关频率为124khz时的驱动信号v
gs1
、v
gs2
、v
gs10
、励磁电感电流i
lm1
、谐振电感电流i
lr
与副边全桥电路之后的电流i2波形；附图5为对应副边电压与电流波形，可看出副边电压为400v，副边电流为40a，可知当大于第一谐振频率时拓扑工作在降压模式；附图6为反向运行，副边电压为750v开关频率为117khz时的驱动信号v
gs1
、v
gs2
、v
gs10
、辅助电感电流i
lm2
、谐振电感电流i
lr
与原边三点平全桥电路之前的电流
‑
i1波形，附图7为对应原边电压与电流波形，可看出原边电压为700v，原边电流为
‑
28a，可知当大于第一谐振频率时拓扑工作在降压模式。
[0059]
该拓扑采用混合钳位三电平电路与双变压器llclc多谐振网络相结合且配有辅助电感，副边为双全桥串联形式构成隔离型双向dc/dc变换器，三电平结构及副边两电平全桥串联结构增大了原副边电压等级，使拓扑可进行大功率传输，llclc多谐振网络使拓扑在仅进行变频控制的条件下实现低压输出，辅助电感使拓扑构成双向对称结构，简化了控制策略，同时合理的开关网络及谐振腔网络参数设计时拓扑可同时利用基波与三次谐波进行功率传输，提高拓扑能量传输效率。
[0060]
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明装置权利要求书确定的保护范围内。