一种基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置的制作方法

本发明涉及电磁加热技术领域，尤其涉及一种基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置。

背景技术：

随着工业技术的飞速发展，蒸汽发生器的应用越来越广泛，然而以煤炭等不可再生能源作为燃料的蒸汽发生器仍然占有相当大的比例。虽然国家大力鼓励提升传统锅炉产生蒸汽的热效率，但产生蒸汽的效率较低，并且内部装置复杂，维护困难，同时燃烧产生各种污染物，引发诸多的环境污染问题。人们开始研究能源利用率高、环保的新型技术，感应加热技术便是其中之一。电磁感应加热蒸汽发生器主要是运用涡流加热原理，将快速变化的交变电流通过环绕在蒸汽发生器外部的线圈，产生交变的磁场，在金属表面产生涡流进行加热。同传统的蒸汽发生器相比，电磁感应加热型蒸汽发生器具有节能，高效，无污染的特点，因而对其进行研究具有很大的现实意义。

基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的核心主要集中在其控制装置，根据应用的场合的不同主要将其分为低频、中频、高频，绝大多数应用的都是中频控制。传统的的感应加热控制装置大多采用的是并联谐振式，并联谐振式控制器的电路设计已经比较成熟，但其控制装置过于复杂，与负载之间的连线不能过长，又限制了可应用的场合。为了使电磁感应加热蒸汽发生器的大范围应用成为可能，亟待一种高效、损耗小、适用范围广的电磁感应加热技术。

技术实现要素：

针对上述现有技术的不足，本发明提供一种基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置，包括：整流部分、滤波部分、直流电压稳定部分、逆变部分、蒸汽发生部分、驱动部分、控制部分和系统电源电路；

所述整流部分输入为三相交流电，输入到整流部分中进行整流；整流电路稳定工作后将其短接，输出的直流电经过所述滤波部分进行滤波；滤波后，接入所述直流电压稳定部分即斩波电路进行一个dc-dc的斩波变换；斩波后接入所述逆变部分进行dc-ac变换产生中频交流电；将所述逆变部分产生的中频交流电接到缠绕在所述蒸汽发生部分即蒸汽发生器的表面线圈；

所述控制部分包括(1)对斩波电路进行控制；(2)对逆变部分进行控制；所述控制部分一方面控制所述驱动电路对逆变部分中的igbt的导通与关断进行控制，另一方面控制igbt的过流、过压和欠压保护。

所述整流部分采用三相桥式不可控整流电路，其包含6个功率二极管，分别为vd1、vd2、vd3、vd4、vd5和vd6；vd1、vd3和vd5共阴极连接，vd4、vd6和vd2共阳极连接，vd1的阳极与vd4的阴极相连接，vd3的阳极与vd6的阴极相连接，vd5的阳极与vd2的阴极相连接；

当交流侧线电压ua＞ub时，二极管vd1和vd6导通，直流侧电压为uab；当交流侧线电压ua＞uc时，二极管vd1和vd2导通，直流侧电压电压为uac；当交流侧线电压ub＞uc时，二极管vd3和vd2导通，直流侧电压电压为ubc；即输出的直流电压为交流侧线电压最大值。

所述滤波部分为在三相桥式不可控整流电路的直流电压输出端连接两个滤波电容c1和c2，在滤波电容上c1和c2上分别并联两个电阻r2和r3，起到均压的作用，使加到电容c1和c2两端的电压相同；此外在三相桥式不可控整流电路的直流电压输出端连接两个分压电阻r4和r5，用于检测直流侧电压。

所述直流电压稳定部分采用sepic斩波电路通过调节输入逆变部分直流侧电压幅值，进而对直流侧进行输出功率的调节；

所述调节输入逆变部分直流侧电压幅值通过调节斩波电路的占空比α来调节，α的计算公式如下：

其中，e为整流输出电压；u0为斩波电路输出电压；ton和toff分为别为igbt的导通和关断时间。

所述逆变部分采用单相桥式电流型逆变电路，将加热用的电磁感应线圈与串联补偿电容c串联起来构成单项桥式电流型逆变电路的负载，为了保证产生蒸汽的稳定性，控制系统的谐振频率在设定的通频带内波动。

所述控制部分包括斩波控制电路、逆变部分的控制电路、igbt驱动电路、电压检测电路、电流检测电路、电压电流保护电路、复位电路和输出信号检测电路；

所述斩波控制电路的输出作为直流斩波电路的输入，控制斩波电路中igbt的导通与关断；

所述逆变部分的控制电路输出分为两方面：一方面输出作为所述igbt驱动电路的输入，控制逆变电路完成逆变过程，并且控制所述电压电流保护电路对igbt进行保护；另一方面控制所述电压检测电路和所述电流检测电路对逆变器输出的电压和电流进行检测；

所述igbt驱动电路包括两部分：一部分是斩波电路的igbt驱动，另一部分是逆变电路的igbt驱动，斩波电路的igbt驱动由sg3525芯片来控制，逆变电路的igbt驱动由dsp来控制；

所述逆变电路的igbt驱动、电压检测电路、电流检测电路、电压电流保护电路、复位电路和输出信号检测电路都是通过dsp来控制，都与dsp输出相连接。

所述sg3525芯片的引脚8既是软启动接入端，也是pwm比较器的反向输入端；接入一个软启动电容，由于电容两端电压不能突变，因此当引脚8处为低电平时，pwm比较器的反向输入端也是低电平，pwm比较器输出高电平，pwm锁存器输出的也是高电平，该高电平通过两个与非门加到输出晶体管上，使之无法导通；当软启动电容充电至使sg3525芯片的引脚8处于高电平时，sg3525才工作；

将电压送至sg3525的1引脚，1引脚为误差放大器反向输入端，将反馈信号接到该引脚形成闭环控制；将sg3525产生的pwm波经由隔离驱动电路后驱动斩波电路中的igbt；基准电压接到误差放大器的同向输入端即2脚，输出电压的采样电压则加在误差放大器的反向输入端；输出电压升高时，误差放大器的输出将变小，导致pwm输出高电平时间也变长，igbt管导通时间变短，实现稳态。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：

1、本发明提供的基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置，采用交-直-交的电路结构使装置具有更好的输出功率调节方式，更高的工作效率。硬件控制装置对输出的中频交流电进行实时监测，保证其输出的幅值、频率的稳定性。同时因为保护和检测电路的存在，装置的安全性和稳定性也得到了很大的提升。

2、本发明整流部分采用三相交流电输入，采用三相不可控整流电路，区别于传统的可控整流电路，电路功率因数更高，在直流侧接有限流电阻，防止直流侧电流过大，整流器稳定工作后将其短接，输出的直流电经过滤波电容进行滤波。

3、本发明的斩波电路采用升降压斩波电路，其主要作用除了为逆变电路提供幅值稳定的直流电输送给逆变器外，区别于以往的蒸汽发生器电源电路采用交流测调功，本次发明运用直流侧调功的方式，改变斩波电路的占空比来控制直流侧输出电压来改变逆变器的输入电压，进而改变输出功率。同时为了尽量减少因斩波电路种加入功率开关器件对于电路的影响。

附图说明

图1为本发明实施例中基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置结构示意图；

图2为本发明实施例中ac-dc整流滤波电路原理图；

图3为本发明实施例中dc-dc的斩波电路原理图；

图4为本发明实施例中逆变器工作原理示意图；

图5为本发明实施例中电源电路原理图；

图6为本发明实施例中斩波控制电路原理图；

图7为本发明实施例中igbt驱动电路原理图；

图8为本发明实施例中电压、电流检测电路原理图；

图9为本发明实施例中过电压、电流保护电路原理图；

图10为本发明实施例中欠电压电路原理图；

图11为本发明实施例中复位电路原理图；

图12为本发明实施例中同步信号转换电路原理图；

图13为本发明实施例中蒸汽发生部分的电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

如图1所示，本实施例中的基于电磁感应加热技术的蒸汽发生器的控制装置的结构包括：整流部分、滤波部分、直流电压稳定部分、逆变部分、蒸汽发生部分、驱动部分、控制部分和系统电源电路；

所述整流部分输入为三相交流电，输入到整流部分中进行整流；整流电路稳定工作后将其短接，输出的直流电经过所述滤波部分进行滤波；滤波后，接入所述直流电压稳定部分即斩波电路进行一个dc-dc的斩波变换；斩波后接入所述逆变部分进行dc-ac变换产生中频交流电；将所述逆变部分产生的中频交流电接到缠绕在所述蒸汽发生部分即蒸汽发生器的表面线圈；

所述控制部分包括(1)对斩波电路进行控制；(2)对逆变部分进行控制；所述控制部分一方面控制所述驱动电路对逆变部分中的igbt的导通与关断进行控制，另一方面控制igbt的过流、过压和欠压保护。

本实施例中，所述整流部分采用三相桥式不可控整流电路，如图2所示，之所以没有采用三相半控或全控整流电路在于电路通过控制触发角来控制电路的输出电压，因而电路的功率因数较低，并且谐波幅值随触发角发生变化，容易对电路造成污染。

三相桥式不可控整流电路包含6个功率二极管，分别为vd1、vd2、vd3、vd4、vd5和vd6；vd1、vd3和vd5共阴极连接，vd4、vd6和vd2共阳极连接，vd1的阳极与vd4的阴极相连接，vd3的阳极与vd6的阴极相连接，vd5的阳极与vd2的阴极相连接；

当交流侧线电压ua＞ub时，二极管vd1和vd6导通，直流侧电压为uab；当交流侧线电压ua＞uc时，二极管vd1和vd2导通，直流侧电压电压为uac；当交流侧线电压ub＞uc时，二极管vd3和vd2导通，直流侧电压电压为ubc；即输出的直流电压为交流侧线电压最大值。

所述滤波部分为在三相桥式不可控整流电路的直流电压输出端连接两个滤波电容c1和c2，如图2所示，起到直流侧滤波的作用。在滤波电容c1和c2上分别并联两个电阻r2和r3，起到均压的作用，使加到电容c1和c2两端的电压相同；此外在三相桥式不可控整流电路的直流电压输出端连接两个分压电阻r4和r5，用于检测直流侧电压。图2中，r1为限流电阻，限制电容的充电电流，防止整流器过电流。在r1两侧的开关作用是在变流器稳定工作后将r1短接。

当整流部分电流连续时，不考虑开关管损耗时，整流部分输出电压：

ud＝2.34uin(1)

ud＝2.34×380＝889.2(2)

式中：ud表示整流之后直流侧电压；uin表示输入三相交流相电压。

式中：二极管承受的电压峰值为ufm。

考虑到安全因素，一般选取一定的安全裕量，反向电压峰值的3倍，所以：

uvd＝3×537.32＝1611.96(4)

式中，uvd为反向峰值电压。

因为本实施例中电路要求最终输出的功率为6k，所以当考虑开关管损耗时，ud取880，并设电路的η为0.85，则输出电流：

式中，id为输出的整流电流。

所以电流为：

式中，ivd为流过二极管的电流；

同样考虑到安全裕量，在这里同样取二极管电流额定裕量的为电流峰值的3倍：

综上所述，本实施例中整流二极管应选择20a/1700v。

所述直流电压稳定部分采用sepic斩波电路通过调节输入逆变部分直流侧电压幅值，进而对直流侧进行输出功率的调节；

在本实施例中，图3表示直流斩波电路的原理，因为整流电路输出为直流电，为了方便起见，在图中用一个直流电源来表示，因为最后输出端直接送到逆变部分输入端，所以在图3中等效负载部分没有画出。该电路为sepic斩波电路，基本工作原理是：当v处于通态时，e—l1—v回路和c1—v—l2回路同时导通，l1和l2蓄能。v处于断态时，e—l1—c—vd—负载回路及l2—vd—负载回路同时导通，此阶段e和l1既向负载供电，同时也向c充电，c存储的能量在v处于通态时向l2转移。

所述调节输入逆变部分直流侧电压幅值通过调节斩波电路的占空比α来调节，α的计算公式如下：

其中，e为整流输出电压；u0为斩波电路输出电压；ton和toff分为别为igbt的导通和关断时间。

本实施例中，整流电路输出的直流电压为880，因为最终向逆变器输出的电压为600,所以需要通过调节直流斩波电路的占空比α，有上述公式，可以推导出α的公式为：

所以只需要调节电路的占空比，将其设置为0.59，就可以产生幅值为600的稳定的直流电，输送到逆变部分。

所述逆变部分采用单相桥式电流型逆变电路，如图4所示，将加热用的电磁感应线圈与串联补偿电容c串联起来构成单项桥式电流型逆变电路的负载，为了保证产生蒸汽的稳定性，控制系统的谐振频率在设定的通频带内波动。

本实施例中，如图4所示，用电阻r和电感l串联即为感应线圈的等效负载。因为功率因数很低，所以串联补偿电容器c。电容c和l，r构成串联谐振电路。它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1,4作为一对，桥臂2,3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对各交替导通180°。在图中vd1和vd4，v1和v4，vd2和vd3，v2和v3相继交替导通。

在电路中为了保证系统的谐振频率能在设定的范围内波动，我们通常用通频带来表示，为了保证产生蒸汽的稳定性，系统频率必须在19khz以上，电路的谐振频率为20khz，频带宽为2khz。所以有：

式中：ω0表示电路的谐振频率；δω表示频带宽；q为电路的品质因数。

经过dc-dc斩波电路，输送至逆变器电路的直流电压幅值为600左右，在电路稳定工作时，至少要选取一定的裕量，在这里我们统一设定为2倍，也就是1200左右，因此，由公式：

可以推导出ivt的表达式为：

式中：p为所要输出的功率；cosφ为电路的功率因数；u、i分别为逆变器输出电压、电流有效值；ivt为流过晶闸管电流的有效值；ul为负载电压有效值。

为了安全因素，同样取2倍容量，经过以上分析，最终确定选择美格纳公司的40a/1200v的igbt管，型号为mbq40t120fds。

本实施例中，所述系统电源电路为过电压、过电流保护电路以及检测电路提供15v电压，为igbt驱动电路提供5v电压，设计不同电压输出值的系统电源，如图5所示，其中输入电压为交流电压，在输入端的正极接入了保险丝f，在负极接入了开关s1，当输入相电压发生短路等故障时，能够及时断开输入端，防止造成后端电路器件损坏，保证电路的安全。本实施例中采用金升阳lh10-10a05交直流转换供电电源，为了与后端电路进行隔离，接入电容c7、c9、c13、c15，经过滤波电容c2和c5，同时在滤波电容和c2和c5两端并接电阻r3、r4，起到对滤波电容进行均压的作用，经电感l1、l2.后部分电路原理基本相同，最后经过钳位二极管d1、d2,得到系统需求的电压值。

所述控制部分包括斩波控制电路、逆变部分的控制电路、igbt驱动电路、电压检测电路、电流检测电路、电压电流保护电路、复位电路和输出信号检测电路；

所述斩波控制电路的输出作为直流斩波电路的输入，控制斩波电路中igbt的导通与关断；

所述逆变部分的控制电路输出分为两方面：一方面输出作为所述igbt驱动电路的输入，控制逆变电路完成逆变过程，并且控制所述电压电流保护电路对igbt进行保护；另一方面控制所述电压检测电路和所述电流检测电路对逆变器输出的电压和电流进行检测；

所述igbt驱动电路包括两部分：一部分是斩波电路的igbt驱动，另一部分是逆变电路的igbt驱动，斩波电路的igbt驱动由sg3525芯片来控制，如图6所示，逆变电路的igbt驱动由dsp来控制；

所述逆变电路的igbt驱动、电压检测电路、电流检测电路、电压电流保护电路、复位电路和输出信号检测电路都是通过dsp来控制，都与dsp输出相连接。

图6中，电源输入端为15v，所述sg3525芯片的引脚8既是软启动接入端，也是pwm比较器的反向输入端；接入一个软启动电容，由于电容两端电压不能突变，因此当引脚8处为低电平时，pwm比较器的反向输入端也是低电平，pwm比较器输出高电平，pwm锁存器输出的也是高电平，该高电平通过两个与非门加到输出晶体管上，使之无法导通；当软启动电容充电至使sg3525芯片的引脚8处于高电平时，sg3525才工作；

将电压送至sg3525的1引脚，1引脚为误差放大器反向输入端，将反馈信号接到该引脚形成闭环控制；将sg3525产生的pwm波经由隔离驱动电路后驱动斩波电路中的igbt；基准电压接到误差放大器的同向输入端即2脚，输出电压的采样电压则加在误差放大器的反向输入端；输出电压升高时，误差放大器的输出将变小，导致pwm输出高电平时间也变长，igbt管导通时间变短，实现稳态。

本实施例中的igbt驱动电路如图7所示，采用的是三菱公司的m57959l型igbt驱动器，在驱动器的内部具有退饱和检测和保护环节，当发生过电流时能快速响应但是慢速度关断igbt，并向外部电路给出故障信号。其中逻辑控制信号由13脚输入，电阻r1、r2的阻值基本固定，二极管d1为快恢复二极管，双向稳压二极管d2，d3防止igbt的栅极和发射极击穿而损坏电路。该驱动器所需的输入电压为5v,向外输出的正驱动电压为 15v,负驱动电压为-10v。

本实施例中的电压、电流检测电路图如图8所示，其中电压检测电路的采样电路应用的是霍尔电压传感器chv-25p/500v，该传感器可以将输入端的模拟信号与输出端数字信号进行电气隔离，可以输出-5v- 5v的输出电压。因为dsp只能检测到电压信号，通过由电阻r1、r2构成的采样电路，将输入信号变为-2.5- 2.5v的电压。dsp的模/数转换允许的电压为0-3v，所以为了将-2.5-2.5v的电压变换到到0-3v，运算放大器u1与r3、r4、r5、r6共同构成了电压偏置电路。

由于在电路中包含一些谐波干扰，为了防止谐波产生的噪声对a/d采样结果产生影响，需要进行滤波处理。运算放大器u2与相应配置的电容c1、c2，电阻r7共同构成一阶有源滤波器，采用对电压进行追踪的方式，把前端输入电压与采样电压隔离，通过改变r7与c1的大小，进而改变截止频率。为了避免因电压过高而损坏数/模输入接口，接口处设置了3v的稳压二极管d1。

电流检测电路通过电流互感器对电流进行采样，将采样得到的检测电流送如到图中所示的电流检测电路中。采样电流经过电容c6进行滤波之后，通过采样电阻r14，r15，将电流输入变为电压信号，为了防止谐波干扰，电路由运算放大器tl028，电容c1、c5，电阻r7、r17共同构成二阶低通滤波电路，得到了幅值为±3v的电压，同样，能够被dsp的a/d识别，由运算放大器tl0821，tl0822，电阻r1、r2、r3、r5、r16，滑动变阻器r，构成两个反相器，得到0-3v电压。同样，为了电路安全考虑，在接口处设计了稳压二极管d1。

本实施例中的电压电流保护电路如图9所示，因反馈得到的是交流电压，先通过四个二极管d1、d2、d3、d4组成了二极管不可控整流电路，变为直流电。再经电容c滤波在滑动变阻器r1和r2上产生压降，输送到运算放大器tl082，这时同向输入端的基准电压为15v，反向端为3v。当输出电压过高时，比较器的同相输入端电压变小，当小于反向输入端的基准电压3v时，比较器的就会输送低电平，此时与r5串联的发光二极管作为故障显示灯而发亮，再通过运放器tl0821将中断信号传送到dsp的i/o口中。过流保护的原理与过电压保护基本相同，在此就不在赘述。

本实施例中的欠电压保护电路如图10所示，是利用运算放大电路来实现的，输入端电压为15v，连接稳压二极管d1后，送入比较器ua的1端，与过电压，电流保护电路相同，当发生欠电压的故障时，正向输入端的压降开始降低，当低于反向输入端2的基准电压3v时，比较器就输出低电平，与电容c2串联的发光二极管被点亮，并将产生的故障信号通过运算放大器ub传送到dsp，并进行相应处理。

本实施例中，复位电路如图11所示，复位信号是通过输送低电平信号给dsp，通过dsp的中断子程序完成。在复位电路中，电阻r4和r7对电容c2进行充电，当电容充电达到一定值时，保证5端电压始终高于4端电压，比较器u1输出为高电平。当按下restart，sr端为低电平，电容c2又通过电阻r7放电，5端电压下降，当低于4端电压时，比较器u1输出低电平传送到dsp。

本实施例中，同步信号转换电路如图12所示，该电路能够对频率进行追踪，为了进行频率追踪，需要将电流信号转换为频率相同的电压信号。在图中电流信号通过采样电阻r1、r2转变为电压信号，经由稳压二极管d1，电容c3、c4、c5、c6、c7，电阻r3，r4转变为同频率的方波信号，输送至amc1200中进行光耦隔离，将模拟信号与数字信号隔离。最后，将隔离产生的信号经过由运算放大器，电容c11，电阻r8构成的一阶低通滤波电路进行滤波，送到dsp的ecap模块中进行计算。

本实施中，蒸汽发生部分原理图如图13所示，由前述部分产生的中频交变电流送到由线圈环绕的高压锅炉，由电磁感应定律可知，高速变化的电场会产生高速变化的磁场，就会在金属表面产生涡流，使锅炉迅速升温，使锅炉内的气压高于标准气压，当锅炉内的水超过100℃时，就会开始汽化，产生水蒸气，只要控制进水口的开断，及进入高压锅炉内水的流速，就可以控制是否产生蒸汽，及产生蒸汽的流量大小。