一种像素电路、显示设备及像素补偿方法与流程

1.本发明涉及显示电路技术领域，尤其涉及像素电路、显示设备及像素补偿方法。


背景技术：

2.相比amoled(英文全称：active
‑
matrix organic light
‑
emitting diode，中文全称：有源矩阵有机发光二极体或主动矩阵有机发光二极体)，μled具有尺寸更小、反应速度更快、发光效率更高、稳定性更强及使用寿命更长等优势。因此，基于μled的显示应用领域得到了迅速的发展。在该领域中，以非晶铟镓锌氧化物(英文全称：amorphous indium gallium zinc oxide，英文简称：a
‑
igzo)为代表的氧化物薄膜晶体管(英文全称：oxide thin
‑
film transistor，英文简称：tft)材料由于漏电小、制作温度低以及成本低等优势已经成为大尺寸有源μled显示的重要材料。
3.现有技术中针对μled高灰阶显示的pam pwm(模拟电压调制 数字脉宽调制)驱动方式中，pwm部分中的比较晶体管采用二极管连接方式进行补偿，而该补偿方法仅能实现正阈值补偿，具有较大的局限性。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种像素电路、显示设备及像素补偿方法，用于解决现有技术中，针对μled高灰阶显示的pam pwm结合的驱动方式中，pwm部分仅能实现正阈值补偿的问题。
5.第一方面，本发明提供了一种像素电路，包括：第一开关电路、第二开关电路、第一电容、比较电路、驱动电路及发光器件。第一开关电路的第二端与第一电容的第一端及比较电路的控制端电连接。第一电容的第二端与比较电路的第二端电连接。第二开关电路的第二端与比较电路的第一端和驱动电路的控制端电连接。驱动电路的第二端与发光器件电连接。
6.在阈值补偿阶段，第一开关电路与第二开关电路导通，第一开关电路用于向比较电路的控制端提供控制电压，以使比较电路导通。第二开关电路用于向比较电路提供第一电压，通过第一电压调整比较电路的第二端的电位，以实现对比较电路进行正阈值电压补偿或负阈值电压补偿，使发光器件在发光阶段保持稳定。
7.与现有技术相比，本发明提供的像素电路，在阈值补偿阶段，第一开关电路导通后，向比较电路提供控制电压，使比较电路处在导通状态。同时，第二开关电路导通，第二开关电路向比较电路提供第一电压，以调整比较电路的第二端的电位。此时，第一电容可以使比较电路的控制端的电位保持不变，因此，当比较电路的第二端的电位小于比较电路的控制端的电位时，便可以实现对比较电路进行正阈值电压补偿；当比较电路的第二端的电位大于比较电路的控制端的电位时，便可以实现对比较电路进行负阈值电压补偿。基于此，在比较发光阶段，以实现对发光器件的发光时长的精准控制，从而使发光器件的发光精度更高，以此来实现发光器件在发光阶段更加稳定。
8.第二方面，本发明还提供一种显示设备，包括第一方面所述的像素电路。
9.与现有技术相比，本发明提供的显示设备的有益效果与上述第一方面所述的像素电路的有益效果相同，此处不做赘述。
10.第三方面，本发明还提供一种像素电路的像素补偿方法，应用第一方面所述的像素电路。该像素补偿方法包括：
11.在阈值补偿阶段，控制第一开关电路和第二开关电路打开，第一开关电路用于向比较电路的控制端提供控制电压，以使比较电路打开。
12.控制第二开关电路向比较电路提供第一电压，第一电压用于调整比较电路的第二端的电位，以实现对比较电路进行正阈值补偿或负阈值补偿，使发光器件在发光阶段保持稳定。
13.与现有技术相比，本发明提供的像素补偿方法的有益效果与上述第一方面
14.所述的像素电路的有益效果相同，此处不做赘述。
附图说明
15.此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
16.图1为现有技术中μled的电流电压转移曲线；
17.图2为现有技术中针对μled的高灰阶显示的pwm驱动方式的时序图；
18.图3为现有技术中针对μled的高灰阶显示的pwm pam驱动方式的电路结构图；
19.图4为本发明实施例提供的像素电路的结构图一；
20.图5为本发明实施例提供的像素电路的控制信号的时序图；
21.图6为本发明实施例提供的像素电路在初始化阶段的状态图；
22.图7为本发明实施例提供的像素电路在阈值补偿阶段的状态图；
23.图8为本发明实施例提供的像素电路的结构图二；
24.图9为本发明实施例提供的像素电路在数据输入阶段的状态图；
25.图10为本发明实施例提供的像素电路在比较发光阶段的状态图。
具体实施方式
26.为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
27.需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。
28.此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。“若干”的含义是一个或一个以上，除非另有明确具体的限定。
29.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等指示
的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
30.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
31.图1示例出了现有技术中μled的电流电压转移曲线。参照图1，由于发光器件μled的iv特性曲线十分陡峭，即发光器件μled从低灰阶电流到高灰阶电流对应的两极电压变化量极小，导致灰阶很难通过传统的模拟电压驱动(pam)的方式展开。
32.pam驱动方式的局限性使得数字脉宽调制(pwm)驱动方式得到了广泛关注。pwm驱动即通过控制发光器件μled发光的时间来控制人眼感应到的亮度。相同驱动电流相同刷新频率的条件下，发光器件μled发光时间占总刷新时间的比例越大，人眼感应到的亮度就越高。通过这种方法，可以实现对灰阶亮度的精确控制。
33.图2示例出了现有技术中针对发光器件μled的高灰阶显示的pwm驱动方式的时序图。参照图2，采用pwm驱动方式，可以利用面上驱动电路(goa电路)产生驱动控制信号。pwm驱动方式将每帧显示时间分成等比例的n个子帧，每个像素单元需要在每个子帧时间内开启一次，每次ic(英文全称：integrated circuit)输入的数据电压决定该子帧对应的时间内，发光器件μled是否发光。
34.目前，pwm与pam结合的驱动方式逐渐成为解决有源发光器件μled显示的重要方法。图3示例出了现有技术中针对发光器件μled的高灰阶显示的pwm pam驱动方式的电路结构图，参照图3，pwm驱动方法可以实现较高的灰阶，但是goa电路驱动速度有限，当分辨率较高时，多次开启导致较长的一部分时间无法用于发光，从而限制了灰阶数的提升。而现有pam pwm结合的驱动方式中pwm部分中的比较晶体管332采用二极管连接方式进行补偿，而该补偿方法仅能实现对比较晶体管332的正阈值电压补偿，但是无法对耗尽型igzo tft(薄膜晶体管)实现阈值补偿，具有较大的局限性。
35.针对上述技术问题，本发明实施例提供了一种像素电路，该像素电路采用pam pwm结合的驱动方式进行驱动。图4示例出了本发明实施例提供的像素电路的结构图一。参照图4，本发明实施例提供的像素电路包括：第一开关电路、第二开关电路、第一电容c2、比较电路、驱动电路及发光器件μled。第一开关电路的第二端与第一电容c2的第一端及比较电路的控制端电连接。第一电容c2的第二端与比较电路的第二端电连接。第二开关电路的第二端与比较电路的第一端和驱动电路的控制端电连接。驱动电路的第二端与发光器件μled电连接。
36.在阈值补偿阶段，第一开关电路与第二开关电路导通，第一开关电路用于向比较电路的控制端提供控制电压，以使比较电路导通。第二开关电路用于向比较电路提供第一电压，通过第一电压调整比较电路的第二端的电位，以实现对比较电路进行正阈值电压补偿或负阈值电压补偿，使发光器件在发光阶段保持稳定。
37.与现有技术相比，本发明提供的像素电路，在阈值补偿阶段，第一开关电路导通
后，向比较电路提供控制电压，使比较电路处在导通状态。同时，第二开关电路导通，第二开关电路向比较电路提供第一电压，以调整比较电路的第二端的电位。此时，第一电容可以使比较电路的控制端的电位保持不变，因此，当比较电路的第二端的电位小于比较电路的控制端的电位时，便可以实现对比较电路进行正阈值电压补偿；当比较电路的第二端的电位大于比较电路的控制端的电位时，便可以实现对比较电路进行负阈值电压补偿。基于此，在比较发光阶段，以实现对发光器件的发光时长的精准控制，从而使发光器件的发光精度更高，以此来实现发光器件在发光阶段更加稳定。
38.在一种可能的实现方式中，参照图2，上述像素电路还可以包括第三开关电路。第三开关电路电连接于第一电容的第二端与比较电路的第二端之间。第一开关电路、第二开关电路以及第三开关电路的控制端均与第一控制信号端电连接，所述第一开关电路的第一端与参考电源端电连接，所述第二开关电路的第一端与第一电平信号端电连接；
39.在阈值补偿阶段，第一控制信号端用于向第一开关电路、第二开关电路及第三开关电路的控制端提供第一控制信号，以使第一开关电路、第二开关电路以及第三开关电路导通。
40.在一种可能实现的方式中，参照图4，上述像素电路还包括重置电路。重置电路的控制端与第二控制信号端电连接，重置电路的第一端与第二电平信号端电连接，重置电路的第二端与第一电容的第二端电连接。
41.在初始化阶段，第一控制信号端控制所述第三开关电路关断，第二控制信号端控制重置电路导通，以对第一电容c2进行初始化。基于对第一电容c2进行初始化，可以保证在阈值补偿阶段，对比较电路的补偿效果。
42.在一种可能实现的方式中，参照图4，上述像素电路还包括：第一输入电路、第二输入电路及第二电容c3。
43.第一输入电路的第一端与脉宽调制端电连接，第一输入电路的第二端与第一电容c2的第二端电连接，第一输入电路的控制端与第三控制信号端电连接。第二输入电路的第一端与模拟电压调制端电连接，第二输入电路的第二端与驱动电路的控制端以及第二电容c3的第一端电连接，第二输入电路的控制端与第三控制信号端电连接。第二电容c3的第一端与驱动电路的控制端电连接，第二电容c3的第二端及驱动电路的第一端与第一电源端电连接。
44.在信号输入阶段，第一控制信号端控制第一开关电路、第二开关电路及第三开关电路关断。第二控制信号端控制重置电路关断。第三控制信号端控制第一输入电路及第二输入电路导通，在第一电容产生耦合作用下，比较电路的控制端电压升高，使比较电路关断，第二输入电路的第一端的电压被存储至第二电容c3中。
45.在比较发光阶段，第三控制信号端控制第一输入电路及第二输入电路关断，第二电容的存储电压驱动驱动电路导通，以使发光器件发光。
46.应理解，第二电容c3的第二端也可以选择与其他任意直流电源端电连接即可，具体可以根据实际情况进行选择。
47.在一种可能的实现方式中，参照图4，上述像素电路还可以包括第三电容c1和第四开关电路。第三电容的第一端与第四控制信号端电连接，第三电容的第二端与第一电容的第二端电连接。第四开关电路的第一端与第一电源端电连接，第四开关电路的第二端与比
较电路的第二端电连接，第四开关电路的控制端与第五控制信号端电连接。第四开关电路的第一端与第一电源端电连接，第四开关电路的第二端与比较电路的第二端电连接，第四开关电路的控制端与第五控制信号端电连接。
48.在比较发光阶段，第四控制信号端向第三电容的第一端提供由低至高或由高至低的第四控制信号，在第一电容和所述第三电容的耦合作用下，第一电容的第一端电压逐渐增大或减小，使比较电路导通，第五控制信号端控制第四开关电路导通，比较电路第一端的电压被置为第一电源端的电压，使驱动电路关闭，发光器件停止发光。
49.由上述电路结构可知，本发明实施例提供的像素电路可以包括第一开关电路、第二开关电路、第三开关电路、第四开关电路、重置电路、第一输入电路、第二输入电路、比较电路、驱动电路、第一电容、第二电容、第三电容及发光器件。第一开关电路、第二开关电路、第三开关电路、第四开关电路、重置电路、第一输入电路、第二输入电路、比较电路及驱动电路均可以采用n型晶体管，但不仅限于此。例如：重置电路为晶体管t1，第一开关电路为晶体管t2，第二开关电路为晶体管t3，第三开关电路为晶体管t4，第四开关电路为晶体管t8，第一输入电路为晶体管t6，第二输入电路为晶体管t7，比较电路为晶体管t5，驱动电路为晶体管t9。发光器件可以为μled。其中，第一开关电路、第二开关电路、第三开关电路、第四开关电路、重置电路、第一输入电路、第一电容及第三电容为pwm驱动部分。第二输入电路、驱动电路及第二电容组成pam驱动部分。
50.上述第一控制信号端输出第一控制信号sn，第二控制信号端输出第二控制信号reset，第三控制信号端输出第三控制信号snn，第四控制信号端输出第四控制信号sweep，第五控制信号端输出第五控制信号em。其中，第四控制信号sweep及第五控制信号em可以为全局控制信号，第一控制信号sn、第二控制信号reset及第三控制信号snn可以为可复用控制信号，即：当前级的第一控制信号sn可充当上一级的第三控制信号snn及下一级的第二控制信号reset。
51.在一种可能的实现方式中，第二控制信号reset也可以作为全局信号，控制所有像素同时进行初始化后再逐行进行补偿和数据输入。
52.上述第一电平信号端输出高电平控制信号vgh，上述第二电平信号端输出低电平控制信号vgl。
53.上述参考电源端输出参考电压verf，第一电源端输出低电压vss。脉宽调制端输出脉宽调制信号pwmd，模拟电压调制端输出模拟电压调制pamd。
54.在一种可能的实现方式中，脉宽调制端pwmd通过第一数据信号线与第一输入电路的第一端电连接，模拟电压调制端pamd通过第一数据信号线与所述第二输入电路的第一端电连接，脉宽调制端pwmd与模拟电压调制端pamd用于在相同时段分别向第一输入电路和第二输入电路输入电信号。
55.在一种可能的实现方式中，脉宽调制端pwmd通过第三数据信号线与第一输入电路的第一端电连接，用于在第一时段向第一输入电路输入电信号；模拟电压调制端pamd通过第三数据信号线与第二输入电路的第一端电连接，用于在第二时段向第二输入电路输入电信号。
56.值得注意的是，上述高电平控制信号vgh、低电平控制信号vgl与低电压vss之间的关系为：vgh>vss>vgl。参考电压verf、高电平控制信号vgh及低电压vss之间的关系为：vgh>
vref>vss。脉宽调制信号pwmd、模拟电压调制pamd及低电压vss之间的关系为：pamd>vss>pwmd。
57.图5示例出了本发明实施例提供的像素电路的控制信号的时序图。参照图5，本发明实施例提供的像素电路的工作过程可以分为初始化阶段、阈值补偿阶段、数据输入阶段及比较发光阶段。下文将对每个阶段各电路状态逐一进行描述。
58.图6示例出了本发明实施例提供的像素电路在初始化阶段的状态图。参照图5和图6，在初始化阶段，第一控制信号sn、第三控制信号snn及第五控制信号em均具有低电平，使第一开关电路t2、第二开关电路t3、第三开关电路t4、第四开关电路t8、第一输入电路t6及第二输出电路t7均关断。同时，由于第一开关电路t2关断，使比较电路t5关断；由于第二开关电路t3关断，使驱动电路t9。第二控制信号reset具有高电平，使重置电路t1导通。第四控制信号sweep具有低电平，第五控制信号em具有低电平，发光器件关断，防止闪烁。此时，第一电容c2的第二端的电位置位为低电平控制信号vgl，即对第一电容c2进行初始化，可以保证在阈值补偿阶段，对比较电路的补偿效果。
59.值得注意的是，当阈值补偿阶段的补偿时间充分的情况下(例如：补偿时间大于50微秒)，初始化阶段可以省略，具体可以根据实际情况而定。
60.图7示例出了本发明实施例提供的像素电路在阈值补偿阶段的状态图。参照图5和图7，在阈值补偿阶段，第一控制信号sn具有高电平，使第一开关电路t1、第二开关电路t3及第三开关电路t4均导通。第一开关电路t1导通，且参考电压vref具有高电平，使比较电路t5导通。第二控制信号reset具有低电平，使重置电路关断。第三控制信号snn及第五控制信号em均具有低电平，使第一输入电路t6、第二输入电路t7及第四开关电路t8均关断。第四控制信号sweep保持低电平。第五控制信号em具有低电平，使发光器件关断。第二控制信号reset具有低电平，使重置电路t1关断。此时，第二开关电路向比较电路t5的第二端及第一电容c2的第二端进行充电，直至比较电路t5关断，最终使比较电路t5的第二端的电压稳定为vref
‑
vth5，第一电容c2两端的电压稳定为vth5。由于本发明利用的是源跟随结构进行补偿，所以比较电路t5的第二端的电压可被充电至比比较电路t5的控制端端的电压更高的电位，从而可以实现对比较电路进行负阈值电压的补偿。阈值补偿过程可保证在接下来的比较发光阶段，比较电路t5的阈值电压的漂移不会影响第一输入电路t6的开关状态。
61.图8示例出了本发明实施例提供的像素电路的结构图二。在一种可能的实现方式中，参照图8，在阈值补偿阶段，为了使比较电路的控制端的电位更加稳定，实现更好的阈值电压补偿效果，上述像素电路还可以包括第四电容c4及第五开关电路t10。第四电容c4电连接于第一电容c2与第三开关电路之间。第五开关电路的第一端与第一开关电路的第一端电连接，第五开关电路t10的第二端与第一电容c2的第二端电连接，第五开关电路的控制端与第五控制信号电连接。
62.图9示例出了本发明实施例提供的像素电路在数据输入阶段的状态图。参照图5和图9，在数据输入阶段，第一控制信号sn具有低电平，使第一开关电路t2、第二开关电路t3及第三开关电路t4关断。第三控制信号snn具有高电平，使第一输入电路t6及第二输入电路t7导通。此时，第一电容c2的第二端的电压由vref
‑
vth5被置位为pwmd，第一电容c2的第一端的电压由于第一电容c2的耦合作用变为pwmd vth5。由于pwmd<vss<vref，因此比较电路t5关断。此时，比较电路的第一端的电压被置位为pamd，并存储在第二电容c3上。
63.图10示例出了本发明实施例提供的像素电路在比较发光阶段的状态图。参照图5和图10，在比较发光阶段，第三控制信号snn具有低电平，使第一输入电路t6及第二输入电路t7关断。第五控制信号em具有高电平，使第四开关电路t8导通，比较电路的第二端的电压被置位为vss，同时，第五控制信号em可以将发光器件μled的阳极置位为高电平。此时，第二电容c3使比较电路t5的第一端的电压保持为pawd。pawd的大小可以控制驱动电路t9的驱动电流，即控制发光器件μled的亮度。根据晶体管的饱和电流公式：
[0064][0065]
可以得到在比较发光阶段，发光器件μled的电流为：
[0066][0067]
其中，μ、c
ox
和分别表示驱动电路t9的迁移率、单位面积栅介质电容和沟道宽长比。
[0068]
参照图10，当第四控制信号sweep逐渐由低电平至高电平线性变化时，通过第一电容c2和第三电容c1的电容耦合效应，比较电路t5的控制端的电压逐渐线性变大。此时，比较电路t5的控制端的电压可以表示为：
[0069]
v
a
＝pwmd vth5 δsweep。
[0070]
此时，比较电路t5的的第二端的电压为vss。在比较发光阶段刚开始时，v
a
小于vss，因此比较电路t5关断，比较电路t5的第一端保持为v
a
＝pamd，发光器件μled的电流保持不变。随着第四控制信号sweep进一步变大，比较电路t5的控制端的电压v
a
逐渐大于vss vth5，即pwmd δsweep>vss，比较电路t5导通，将第一电源端的低电压vss传输至比较电路t5的第一端d点，使驱动电路t9关断。此时，发光器件μled停止发光。
[0071]
在比较过程中，由于阈值电压补偿，比较结果不会受到比较电路t5的阈值电压的变化的影响，极大地提高了比较结果的稳定性和可靠性。
[0072]
应理解，图6至图10中的
“×”
，表示该电路处在关断状态。
[0073]
通过上述像素电路在四个阶段的工作过程可知，通过控制脉宽调制端的脉宽调制信号pwmd的大小可以控制比较电路t5开启的时间，比较电路t5的开启时间可以控制比较电路的第一端d点的电平高低，从而控制驱动电路t9的开启时间，最终实现对发光器件μled的发光时间的控制。基于此，可以实现脉宽调制信号pwm控制发光器件μled的发光时间的目的。例如，脉宽调制信号pwmd的值越大，比较电路t5的开启时间越长，比较电路的第一端d点的电压保持为脉宽调制信号pamd的时间越短，驱动电路t9的开启时间越短，发光器件μled的发光时间越短。所以，该像素电路成功的将pam驱动方式与pwm驱动方式结合，在像素电路内部进行模拟电压到数字脉宽的转换，ic兼容传统模拟电压驱动电路设计，复杂度较低，大大降低了成本。pwm部分对比较电路t5可实现正负阈值补偿，大大地增强了比较结果的稳定性和可靠性。
[0074]
综上所述，本发明实施例提供的像素电路，第二开关电路t3、比较电路t5、第三开关电路t4及第一电容c2的连接方式构成了源跟随结构，以使在阈值补偿阶段，可以固定比较电路t5的控制端a点的电压，通过比较电路t5的第一端d点的高电压对比较电路t5的第二端b点或c点进行充电。基于此，可以不受比较电路的阈值电压正负值的影响，可以检测到比
较电路t5的阈值电压，保证在比较发光阶段，发光器件的发光亮度及发光时间不受比较电路t5的阈值电压的影响，避免栅极偏压以及环境温度等因素对比较电路t5的阈值电压造成影响，使比较结果出现漂移。
[0075]
本发明实施例还提供了一种显示设备，包括上述技术方案所述的像素电路。
[0076]
与现有技术相比，本发明提供的显示设备的有益效果与上述技术方案所述的像素电路的有益效果相同，此处不做赘述。
[0077]
本发明实施例还提供了一种像素电路的像素补偿方法，应用上述技术方案所述的像素电路。该像素补偿方法包括：
[0078]
步骤s100：在阈值补偿阶段，控制第一开关电路和第二开关电路打开，第一开关电路用于向比较电路的控制端提供控制电压，以使比较电路打开。
[0079]
步骤s200：控制第二开关电路向比较电路提供第一电压，第一电压用于调整比较电路的第二端的电位，以实现对比较电路进行正阈值补偿或负阈值补偿，使发光器件在发光阶段保持稳定。
[0080]
与现有技术相比，本发明提供的像素补偿方法的有益效果与上述第一方面所述的像素电路的有益效果相同，此处不做赘述。
[0081]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。