一种车载充电器及其控制方法与流程

1.本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种车载充电器及其控制方法。


背景技术：

2.目前，市场上普遍采用两级式隔离型车载充电器，也可称为两级结构，其具体结构可参见图1，在两级式隔离型中，包括：pfc(powerfactor correction，功率因数校正)电路和隔离型dc/dc变换电路；其中，pfc电路负责对电网电流的功率因数进行校正以及维持直流母线cbus的两极电压的稳定，隔离型dc/dc变换电路控制车载充电器的电池侧电压或电流，以完成电池的充电流程。
3.通常情况下，由于两级式隔离型车载充电器所需的功率器件较多，所以会使得车载充电器的整体成本增加；而为降低车载充电器的整体成本，可以采用单级式隔离型车载充电器，也可以称为单级结构。
4.因此，如何利用单级式隔离型车载充电器高效实现两级式隔离型车载充电器的pfc功能和电池侧电压电流控制功能，是亟待解决的技术问题。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明提供了一种车载充电器及其控制方法，以利用单级式隔离型车载充电器高效实现两级式隔离型车载充电器的pfc功能和电池侧电压电流控制功能。
6.为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：
7.本技术一方面提供一种车载充电器的控制方法，在所述车载充电器中，桥式可控的ac/ac变换电路的变压器侧通过变压器与桥式可控的ac/dc变换电路的交流侧相连；所述车载充电器的控制方法，包括：
8.根据所述电池侧电压的采样值相对于所述电池侧电压的参考值的偏差，调整所述车载充电器的网侧电流的参考峰值；
9.根据得到的所述车载充电器的网侧电压的瞬时采样值的相位，将所述网侧电流的参考峰值转换为所述网侧电流的瞬时参考值；
10.根据所述网侧电流的瞬时参考值、所述网侧电压的瞬时采样值、所述电池侧电压的采样值，对两个变换电路进行移相控制；所述移相控制使得两个变换电路中的功率器件实现软开关；
11.根据所述网侧电流的瞬时采样值相对于所述网侧电流的瞬时参考值的偏差，对所述移相控制进行修正。
12.可选的，所述移相控制，包括：
13.根据所述网侧电流的瞬时参考值、所述网侧电压的瞬时采样值、所述电池侧电压的采样值，并结合所述车载充电器的开关频率以及所述车载充电器中全部无源器件的等效总电抗，确定所述ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和所述ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角；
14.根据两个移相角，分别生成两个变换电路的驱动信号；
15.根据各变换电路的驱动信号，驱动各变换电路进行功率变换。
16.可选的，确定所述ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和所述ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角，包括：
17.根据所述网侧电流的瞬时参考值、所述网侧电压的瞬时采样值、所述电池侧电压的采样值，并结合所述车载充电器的开关频率以及所述车载充电器中全部无源器件的等效总电抗，确定出所述ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角，以及，两个移相角之间的关系；所述ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角落在使两个变换电路中的功率器件实现软开关的取值范围内；
18.根据所述ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和两个移相角之间的关系，确定所述ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角。
19.可选的，根据所述网侧电流的瞬时采样值相对于所述网侧电流的瞬时参考值的偏差，对所述移相控制进行修正，包括：
20.对所述移相控制中的至少一个移相角进行修正。
21.可选的，所述电池侧电压的参考值等于与所述车载充电器相连的电池在恒压涓流充电工况下的充电电压。
22.可选的，根据所述电池侧电压的采样值相对于所述电池侧电压的参考值的偏差，调整所述车载充电器的网侧电流的参考峰值，包括：
23.根据所述电池侧电压的采样值相对于所述电池侧电压的参考值的偏差，对所述电池侧电流的参考值进行调整；
24.根据所述电池侧电流的采样值相对于所述电流侧电流的参考值的偏差，对所述网侧电流的参考峰值进行调整。
25.可选的，所述电池侧电流的参考值小于等于与所述车载充电器相连的电池在恒流充电工况下的充电电流。
26.可选的，所述电池在恒流充电工况下的充电电流是根据所述车载充电器的工作状态和用户指令确定的。
27.本技术另一方面提供一种车载充电器，，包括：控制器，变压器，至少一个无源器件，以及，桥式可控的ac/ac变换电路和ac/dc变换电路；其中：
28.所述ac/ac变换电路的变压器侧通过所述变压器与所述ac/dc变换电路的交流侧相连；所述ac/ac变换电路的网侧作为所述车载充电器的网侧，所述ac/dc变换电路的直流侧作为所述车载充电器的电池侧；
29.在所述变压器的原边和/或副边设置有所述无源器件，每个所述无源器件至少包括电感；
30.所述ac/ac变换电路、所述ac/dc变换电路均受控于所述控制器，所述控制器用于执行如本技术上一方面任一项所述的车载充电器的控制方法。
31.可选的，所述ac/ac变换电路为半桥拓扑或全桥拓扑；
32.所述ac/dc变换电路为半桥拓扑或全桥拓扑。
33.可选的，所述无源器件，包括：电感支路；所述电感支路，包括：至少一个电感；其中：
34.若所述电感的个数大于1，则各所述电感之间串联连接、并联连接或者串并联连接。
35.可选的，所述无源器件，还包括：电容支路，所述电容支路与所述电感支路串联连接或者并联连接；
36.所述电容支路，包括：至少一个电容；其中：
37.若所述电容的个数大于1，则各所述电容之间串联连接、并联连接或者串并联连接。
38.可选的，所述车载充电器的开关频率大于所述车载充电器中谐振腔的谐振频率。
39.可选的，还包括：两个滤波器；其中：
40.一个所述滤波器设置于所述ac/ac变换电路的网侧，另一个所述滤波器设置于所述ac/dc变换电路的直流侧。
41.由上述技术方案可知，本发明提供了一种车载充电器的控制方法。在该车载充电器的控制方法中，由于ac/ac变换电路的变压器侧通过变压器与ac/dc变换电路的交流侧相连，所以车载充电器为单级式隔离型车载充电器；又由于在稳定时网侧电流的瞬时采样值等于其瞬时参考值，而网侧电流的瞬时参考值是由网侧电压的瞬时采样值的相位和网侧电流的参考峰值确定的，所以该车载充电器具备pfc功能；还由于通过控制网侧电流可以间接控制电池侧充电功率，所以该车载充电器具备电池侧电压电流控制功能；另外，由于对两个变换电路进行移相控制，而移相控制使得两个变换电路中的功率器件实现软开关，并且单级式隔离型车载充电器使得电流流经的器件数量减少，所以提高了车载充电器的效率；综上所述，该控制方法可以利用单级式隔离型车载充电器高效实现两级式隔离型车载充电器的pfc功能和电池侧电压电流控制功能。
附图说明
42.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
43.图1为现有技术中的两级式隔离型车载充电器的结构示意图；
44.图2为本技术实施例提供的车载充电器的一种实施方式的结构示意图；
45.图3和图4分别为本技术实施例提供的车载充电器的控制方法的两种实施方式的流程示意图；
46.图5为车载充电器的控制环路的一种实施方式的示意图；
47.图6为本技术实施例提供的车载充电器的基波等效电路；
48.图7为图6的功率传输向量图；
49.图8a和图8b依次为网侧电压的仿真试验结果示意图、网侧电流的仿真试验结果示意图；
50.图8c和图8d依次为电池侧电压的仿真试验结果示意图、电池侧电流的仿真试验结果示意图；
51.图9为本技术提供的移相控制的一种具体实施方式的流程示意图；
52.图10为车载充电器的控制环路的另一种实施方式的示意图；
53.图11a为在电网正半周时，车载充电器的一种实施方式中的两个变换电路的驱动信号的示意图；
54.图11b为在电网负半周时，车载充电器的一种实施方式的两个变换电路的驱动信号的示意图；
55.图12a为在电网正半周时，车载充电器的另一种实施方式中的两个变换电路的驱动信号的示意图；
56.图12b为在电网负半周时，车载充电器的另一种实施方式中的两个变换电路的驱动信号的示意图；
57.图13a和图13b依次为半桥周波变换电路的结构示意图、全桥周波变换电路的结构示意图；
58.图13c和图13d依次为半桥整流电路的结构示意图、全桥整流电路的结构示意图；
59.图14为本技术提供的移相控制的另一种具体实施方式的流程示意图；
60.图15为本技术实施例提供的车载充电器的另一种实施方式的结构示意图。
具体实施方式
61.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
62.在本技术中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
63.为了在提高单级式隔离型车载充电器的效率的同时，使单级式隔离型车载充电器具备pfc功能，本技术实施例提供一种车载充电器的控制方法。
64.如图2所示，在该车载充电器中，包括变压器10以及ac/ac变换电路30和ac/dc变换电路40，ac/ac变换电路30的变压器侧通过变压器10与ac/dc变换电路40的交流侧相连，并且在变压器10的原边和/或副边设置有无源器件20，每个无源器件20至少包括电感；ac/ac变换电路30和ac/dc变换电路40均为桥式可控拓扑。
65.该车载充电器的控制方法的流程如图3所示，具体包括以下步骤：
66.s110、根据电池侧电压的采样值相对于电池侧电压的参考值的偏差，调整车载充电器的网侧电流的参考峰值。
67.其中，网侧电流的参考峰值即为网侧电流的峰值的参考值；电池侧电压的参考值等于与车载充电器相连的电池在恒压涓流充电工况下的充电电压；需要注意的是，通常情况下，不会对上述充电电压进行调整。
68.在实际应用中，如图4所示，步骤s110的具体实施方式包括以下步骤：
69.s210、根据电池侧电压的采样值相对于电池侧电压的参考值的偏差，对调整电池侧电流的参考值进行调整。
70.其中，电池侧电流的参考值小于等于与车载充电器相连的电池在恒流充电工况下的充电电流；在实际应用中，上述充电电流是根据车载充电器的工作状态和用户指令确定的，因此可以根据车载充电器的工作状态和用户指令调整上述充电电流。
71.在实际应用中，步骤s210所对应的控制环路如图5中的01，具体包括：第一pi控制器和限幅器，并且，限幅器的限幅值为恒流充电工况下的充电电流；其中，vdc_ref为电池侧电压的参考值，vdc为电池侧电压的采样值，idc_ref为电池侧电流的参考值。
72.s220、根据电池侧电流的采样值相对于电流侧电流的参考值的偏差，对网侧电流的参考峰值进行调整。
73.在实际应用中，步骤s220所对应的控制环路如图5中的02，具体包括：第二pi控制器；其中，idc为电池侧电流的采样值，ig_ref为网侧电流的参考峰值。
74.通过步骤s210和步骤s220可知，在充电初期，电池亏电较多，电池的端电压较低，因此电池侧电压的采样值一直远小于电池侧电压的参考值，从而调整后的电池侧电流的参考值一直等于电池在恒流充电工况下的充电电流，从而电池处于恒流充电工况；随着电池电量逐渐充满，电池的端电压持续抬升并略微大于电池侧电压的参考值，调整后的电池侧电流的参考值开始小于恒流充电工况下的充电电流，并逐渐下降，最终电池侧电压的采样值稳定于电池侧电压的参考值，从而电池处于恒压涓流充电工况。
75.s120、根据得到的车载充电器的网侧电压的瞬时采样值的相位，将网侧电流的参考峰值转换为网侧电流的瞬时参考值。
76.其中，网侧电流的瞬时参考值为网侧电流的瞬时值的参考值。
77.在实际应用中，步骤s120对应的控制环路如图5中的03，具体包括：pll(phase locked loop，锁相环)、参数转换环节；其中，vg为网侧电压的瞬时采样值，θ为网侧电压的瞬时采样值的相位，sinθ为参数转换环节的传递函数，ig_ref为网侧电流的瞬时参考值。
78.s130、根据网侧电流的瞬时参考值、网侧电压的瞬时采样值、电池侧电压的采样值，对两个变换电路进行移相控制。
79.其中，移相控制，通过对ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角进行调整，即通过对两个输出电压之间的相位差进行调整，来控制车载充电器的功率传输；并且，在上述调整过程中，可以使得两个变换电路中的功率器件实现软开关；下面的实施例会对移相控制进行详细说明，此处不再赘述。
80.在实际应用中，步骤s130对应的控制环路如图5中的04，该控制环路的具体控制过程会在下面的实施例进行详细说明，此处不再赘述。
81.下面对如何通过两个上述相位差来控制车载充电器的功率传输进行详细说明：
82.通过对车载充电器进行基波等效分析，得到其等效电路，如图6所示；在图6中，以ac/ac变换电路变压器侧输出电压的基波分量表征ac/ac变换电路变压器侧输出电压，以ac/dc变换电路交流侧输出电压的基波分量表征ac/dc变换电路交流侧输出电压，在实际应用中，电压，在实际应用中，其中，β/2为基波分量
的移相角，α为ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角，β为ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角。
83.另外，在图6中，为全部无源器件的等效总电抗，具体为：为全部无源器件的等效总电抗，具体为：表示上述等效总电抗上的电流，即变压器上的电流。
84.根据上述等效电路，可画出图7所示的功率传输向量图，由图7可知，随着α和β的变化，上述等效总电抗两端的电压的模和辐角会随之变化，从而的模和辐角也会随之变化，因此通过调整α和β，可以控制等效总电抗上的电流的大小和方向，从而可以控制车载充电器的传输功率的方向和大小，即控制车载充电器的功率传输。
85.需要说明的是，规定ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角为正时，表明ac/ac变换电路的变压器侧输出电压，在移相后的相位超前于移相角为零的相位，反之表明ac/ac变换电路的变压器侧输出电压，在移相后的相位滞后于移相角为零的相位；ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角为负时，表明ac/dc变换电路的交流侧输出电压，在移相后的相位滞后于移相角为零的相位，反之表明ac/dc变换电路的交流侧输出电压，在移相后的相位超前于移相角为零的相位。
86.s140、根据网侧电流的瞬时采样值相对于网侧电流的瞬时参考值的偏差，对移相控制进行修正。
87.在实际应用中，步骤s140对应的控制环路如图5中的05，具体包括：谐振pi控制器；其中，ig为网侧电流的瞬时采样值。
88.在实际应用中，对移相控制进行修正，可以是对ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角进行修正，也可以是对ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角进行修正，还可以是对ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角同时进行修正，此处不做具体限定，可视具体情况而定。
89.在该车载充电器的控制方法中，由于ac/ac变换电路的变压器侧通过变压器与ac/dc变换电路的交流侧相连，所以车载充电器为单级式隔离型车载充电器；又由于在车载充电器达到稳定状态时，网侧电流的瞬时采样值等于网侧电流的瞬时参考值，而网侧电流的瞬时参考值是由网侧电压的瞬时采样值的相位和网侧电流的参考峰值确定的，因此网侧电流与网侧电压同相位，即该车载充电器具备pfc功能；另外，由于对两个变换电路进行移相控制，而移相控制可以使得两个变换电路中的功率器件实现软开关，并且单级式隔离型车载充电器使得电流流经的器件数量减少，所以提高了车载充电器的效率；综上所述，该控制方法可以利用单级式隔离型车载充电器高效实现两级式隔离型车载充电器的pfc功能和电池侧电压电流控制功能。
90.为验证本技术提供的车载充电器的控制方法的效用，利用该控制方法对车载充电器进行仿真试验，试验结果如图8a、图8b、图8c和图8d所示；由图8a和图8b可知，网侧电压和网侧电流反相，因此实现了网侧功率因数和电流控制；由图8c和图8d可知，该车载充电器可以按照预设的电池侧电压、电池侧电流完成对电池的充电功能。
91.需要注意的是，图8a和图8b中的仿真thd(total harmonic distortion，总谐波失真)为2％。
92.值得说明的是，由于该车载充电器包括变压器以及桥式可控的ac/ac变换电路和ac/dc变换电路，并且ac/ac变换电路的变压器侧通过变压器与ac/dc变换电路的交流侧相连，所以该车载充电器中包括的功率器件减小，从而降低了车载充电器的整体成本；另外，该车载充电器中包括的功率器件减小，因此相应控制投入也减小，从而降低了车载充电器的控制成本；另外，在该车载充电器中，不需要设置母线电解电容，因此可以进一步降低了车载充电器的整体成本，并且还减小了车载充电器的整体体积以及延长了车载充电器的使用寿命。
93.本技术另一实施例对移相输出控制的具体过程进行详细说明，其流程如图9所示，具体包括以下步骤：
94.s310、根据网侧电流的瞬时参考值、网侧电压的瞬时采样值、电池侧电压的采样值，并结合车载充电器的开关频率以及车载充电器中全部无源器件的等效总电抗，确定ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角。
95.其中，车载充电器的开关频率即为车载充电器中两个变换电路的开关管的工作频率。
96.在实际应用中，步骤s310对应的控制环路如图10中的计算环节06，其中，f为车载充电器的开关频率，z为等效总电抗，α为ac/ac变换电路变压器侧输出电压的移相角，β为ac/dc变换电路交流侧输出电压的移相角。
97.s320、根据两个移相角，分别生成两个变换电路的驱动信号，并根据各变换电路的驱动信号，驱动各变换电路进行功率变换。
98.若ac/ac变换电路为半桥拓扑，比如，图13a所示，其sp1～sp4的驱动信号如图11a、图11b、图12a、图12b所示；在电网的正半周期，sp1与sp3高频动作，sp2与sp4恒导通，如图11a和图12a(图11a和图12a均以图13a所示电路中的开关管sp1至sp4的驱动信号为例进行展示)所示；在电网的负半周期，sp2与sp4高频动作，sp1与sp3恒导通，如图11b和图12b(图11b和图12b均以图13a所示电路中的开关管sp1至sp4的驱动信号为例进行展示)所示。
99.若ac/ac变换电路为全桥拓扑，比如，图13b所示，则按照两桥臂的对侧半导体器件(即一个桥臂的上侧和另一个桥臂的下侧)采用相同驱动信号的逻辑将半桥拓扑的驱动进行拓展即可。
100.若ac/dc变换电路为半桥拓扑，比如，图13c所示，其ss1、ss3的驱动信号如图12a或图12b(图12a和图12b以图13c所示电路中的开关管ss1和ss3的驱动信号为例进行展示)所示，ss1和ss3交替导通。
101.若ac/dc变换电路为全桥拓扑，比如，图13d所示，其ss1～ss4的驱动信号如图11a或图11b(图11a或图11b以图13d所示电路中的开关管ss1至ss4的驱动信号为例进行展示)所示，ss1以及ss4，与ss2以及ss3，两组交替导通，ss1比ss4先导通，ss3比ss2先导通。
102.在实际应用中，步骤s330所对应的控制环路如图10中的pwm生成器07，其中，k
pwm
为pwm生成器的传递函数。
103.本实施例还对步骤s310的具体过程进行详细说明，其流程如图14所示，具体包括以下步骤：
104.s410、根据网侧电流的瞬时参考值、网侧电压的瞬时采样值、电池侧电压的采样值，并结合车载充电器的开关频率以及车载充电器中全部无源器件的等效总电抗，确定出
ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角，以及，两个移相角之间的关系。
105.其中，ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角落在使两个变换电路中的功率器件实现软开关的取值范围内。
106.s420、根据ac/ac变换电路的变压器侧输出电压的移相角和两个移相角之间的关系，确定ac/dc变换电路的交流侧输出电压的移相角。
107.本技术另一实施例提供一种车载充电器，其具体而结构如图2所示，具体包括：控制器(为简化视图，在图2中未示出控制器)，变压器10，至少一个无源器件20(图2中仅以两个无源器件20为例进行展示)，以及，桥式可控的ac/ac变换电路30和ac/dc变换电路40；各器件的连接关系如下所述：
108.ac/ac变换电路30的变压器侧通过变压器10与ac/dc变换电路40的交流侧相连；ac/ac变换电路30的网侧作为车载充电器的网侧，与电源相连，通常情况下，与电网相连；ac/dc变换电路40的直流侧作为所述车载充电器的电池侧，与车辆的充电接口相连。
109.在变压器10的原边和/或副边设置有无源器件20，每个无源器件20至少包括电感；ac/ac变换电路30、ac/dc变换电路40均受控于控制器，控制器用于执行如上述实施例提供的车载充电器的控制方法。
110.可选的，桥式可控的ac/ac变换电路30可以为半桥拓扑，比如图13a所示电路，也可以为全桥拓扑，比如图13b所示电路，此处不做具体限定，均在本技术的保护范围内；桥式可控的ac/dc变换电路40可以为半桥拓扑，比如图13c所示电路，也可以为全桥拓扑，比如图13d所示电路；此处不做具体限定，均在本技术的保护范围内。
111.在实际应用中，优选桥式可控的ac/ac变换电路30为半桥周波变换电路或者全桥周波变换电路，在实际应用中，包括但不限于此，此处不做具体限定，可视具体情况而定，均在本技术的保护范围内。
112.在实际应用中，优选桥式可控的ac/dc变换电路40为半桥整流电路或者全桥整流电路，在实际应用中，包括但不限于此，此处不做具体限定，可视具体情况而定，均在本技术的保护范围内。
113.本实施例提供无源器件20的一种实施方式，其具体包括：电感支路；其中，电感支路，包括：至少一个电感，若电感的个数大于1，则各电感之间串联连接、并联连接或者串并联连接。
114.本实施例提供无源器件20的另一种实施方式，其结构如图2(图2中仅以一个电容、一个电感为例对每个无源器件20进行展示)所示，在上述实施方式的基础上，还包括：电容支路；其中，电容支路与电感支路串联连接或者并联连接；另外，电容支路，包括：至少一个电容，若电容的个数大于1，则各电容之间串联连接、并联连接或者串并联连接。
115.在实际应用中，当无源器件20同时包括电感和电容时，即车载充电器可以发生谐振时，优先设定车载充电器的开关频率大于车载充电器中谐振腔的谐振频率，以便进一步实现ac/ac变换电路30和ac/dc变换电路40中各开关管的软开关。
116.本实施例还提供车载充电器的另一种实施方式，其具体结构如图15所示，在上述实施方式的基础上，还包括：两个滤波器；一个滤波器设置于ac/ac变换电路30的网侧，另一个滤波器设置于ac/dc变换电路40的直流侧。
117.对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换
或者组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本技术。以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。