谐振逆变器及转换方法与流程

1.本发明涉及谐振逆变器领域，尤其涉及用于谐振转换器中的谐振逆变器。


背景技术：

2.具有串联或并联谐振电路的谐振转换器是公知的。例如，在led驱动器中使用的谐振llc转换器是公知的。这样的转换器具有这样的优点：具有相对低的开关损耗的节能操作是可能的。
3.谐振转换器可以被配置或操作为恒流源或恒压源。恒流源可用于直接驱动led装置，从而实现单级驱动器。恒压源可以用于例如具有另外的驱动器电子器件的led模块，以便确保以从恒压源提供的输出电压导出的预定电流向led提供相应的功率供应。
4.llc转换器包括用于控制转换操作的开关装置(称为逆变器开关)，并且使用反馈或前馈控制来控制开关，以便产生所需的输出。
5.在市电(或其它ac)功率供电的功率转换器内实现的另一功能是功率因数校正(pfc)。ac电力系统的功率因数被定义为流向负载的实际功率与电路中的视在功率的比率。小于1的功率因数意味着电压和电流波形不同相，减少了两个波形的瞬时乘积。实际功率是用于在特定时间执行工作的电路的能力。视在功率是电路的电流和电压的乘积。由于能量存储在负载中并返回到源，或者由于非线性负载使从源汲取的电流的波形失真，视在功率将大于实际功率。
6.如果电源工作在低功率因数，则对于所传输的相同量的有用功率，负载将比对于较高功率因数而言汲取更多的电流。
7.可以使用功率因数校正来增加功率因数。对于线性负载，这可以包括使用电容器或电感器的无源网络。非线性负载通常需要有功功率因数校正以抵消失真并提高功率因数。
8.无源pfc通过提供相反符号的无功功率、增加用于抵消负载的电感或电容效应的电容器或电感器，使ac电源电路的功率因数更接近于1。
9.有源pfc利用功率电子器件来改变由负载汲取的电流的波形以改善功率因数。有源pfc电路可以例如基于降压、升压或降压－升压开关模式转换器拓扑。有源功率因数校正可以是单级或多级的。
10.在开关模式电源的情况下，pfc升压转换器例如插入在桥式整流器和市电存储电容器之间。升压转换器试图在其输出上保持恒定的dc总线电压，同时汲取总是与线电压同相并且频率与线电压相同的电流。电源内的另一开关模式转换器从dc总线产生期望的输出电压或电流。
11.功率因数校正可以在专用功率因数校正电路(称为预调节器)中实现，后者例如放置在(市电)电源和开关模式功率转换器之间，该开关模式功率转换器然后驱动负载。这形成双级系统，这是用于高功率led应用(例如大于25w)的典型配置。
12.代替地，功率因数校正可以集成到开关模式功率转换器中，其然后形成单级系统。
在这种情况下，存在单个谐振回路(resonant tank)和开关装置，该谐振回路和开关装置然后实现功率因数校正以及对输入和输出之间的转换比的控制，以便维持传递到负载的期望输出(在led驱动器的情况下是电流)。
13.有源功率因数校正通常包括将输入电流和电压波形提供给控制器，使得它们的相对相位角可以通过调节负载来控制。
14.在us2014/0091718中已经提出使用在整流器之后的llc dc/dc转换器作为pfc电路。llc谐振转换器是频率控制的，为此使用振荡器。反馈控制系统的控制值是逆变器的开关频率。谐振功率转换器实际上典型地以用作操纵值的开关频率反馈控制。
15.自振荡谐振转换器电路也是已知的，其利用内部部件来形成谐振回路。最近，已经提出了基于阈值的控制方案来克服例如对于作为pfc前端工作的谐振llc转换器所需的与高增益比相关的控制稳定性问题。然后，使用信号值(例如，在电路中出现的电压电平)来实现开关操作。例如，us 8729830公开了通过使用谐振回路中的状态的阈值检测以确定逆变器开关时间，而不是采用振荡器和频率控制，来以自振荡方式控制谐振dc/dc转换器。
16.然而，主要由于补偿由阈值感测以及噪声引起的延迟和不准确性所需的努力，这些基于阈值的方法在例如高于0.5mhz的较高频率下变得不切实际。
17.因此，目前希望改进谐振转换器的操作，特别是当谐振转换器用作功率因数校正(pfc)电路时改进谐振转换器的功率因数。


技术实现要素：

18.本发明由权利要求限定。
19.根据本发明的一个方面的示例，提供了一种谐振逆变器，包括：
20.输入节点，用于接收用于转换的输入；
21.连接到所述输入节点的开关网络，至少包括第一开关和第二开关，其中所述开关网络由开关信号控制，并且其中开关网络输出被限定在位于所述第一和第二开关之间的节点处，其中所述开关网络适于提供包括表示所述开关信号的相位的相位信号的反馈信号；
22.谐振回路电路，其耦合到所述开关网络输出，其中所述谐振回路电路适于提供反馈信号，所述反馈信号包括所述谐振回路电路的电路元件两端的谐振电压；电流设置单元，用于设置从输入节点汲取的参考电流；
23.相位设定单元，基于所述基准电流设定参考相位；以及
24.相位控制电路，用于基于谐振电压和相位信号之间的相位差并基于参考相位来产生用于开关网络的开关信号。
25.该谐振逆变器采用相位调制方案作为谐振逆变器的开关网络的控制方案。该方法例如适合于在所有频率下工作，包括谐振转换器的高频和非常高频工作，例如高达几十mhz。测量相位差、控制逆变器电压和谐振回路信号之间的相位(例如谐振电容器电压)以遵循相位参考。要测量的相位信号对噪声远比不上对阈值信号敏感。逆变器可以用低成本的ic(例如，时钟缓冲器、频率调制解调器电路)来实现，而只对附加外部电路有小的要求。
26.逆变器可以用作具有功率因数校正的交流/直流转换器的一部分，或者用作直流/直流转换器的一部分。
27.相位控制电路例如包括锁相环。这提供了简单且低成本的相位控制方法。相位控
制电路例如包括用于检测谐振电压和相位信号之间的相位差的相位检测器。
28.相位控制电路可能包括：
29.环路滤波器，用于对所述相位差信号与所述参考相位之间的差进行滤波；以及
30.由来自环路滤波器的输出驱动的压控振荡器。
31.环路滤波器例如可以是pid滤波器。
32.在一个示例中，谐振回路包括llc电路。然而，可以实现其它谐振转换器，例如lcc或其它谐振转换器。
33.对于llc电路的示例，谐振电压可以是llc电路的电容器两端的电压。反馈信号将取决于谐振转换器的类型。例如，对于lcc转换器，可以以与llc转换器相同的方式使用串联谐振电容器两端的电压。
34.相位信号例如是第一开关或第二开关两端的电压。
35.如上所述，本发明的谐振逆变器对于高频操作特别有用。例如，开关信号的频率可以是至少0.5mhz。
36.谐振回路电路例如适于提供包括输出电压的另一反馈信号，并且电流设置单元用于至少基于输出电压来设置参考电流。这使得能够对输出电压(例如，dc/dc转换器的输出电压)进行反馈控制，或者其使得能够通过考虑输出电压的形状来进行功率因数校正。
37.谐振逆变器还可适于提供包括从输入节点汲取的输入电流的另一反馈信号，并且相位设置单元用于基于输入电流和参考电流来设置参考相位。这使得能够对输出电流(例如dc/dc转换器的输出电流)进行反馈控制，或者它也可以形成功率因数校正功能的一部分。
38.第一开关和第二开关例如形成半桥逆变器。
39.本发明还提供了一种ac/dc pfc转换器，包括：
40.ac输入；
41.整流器，其中所述ac输入耦合到所述整流器的输入；以及如上定义的转换器，其具有整流器的输出作为其输入。
42.本发明还提供了一种设备，包括：
43.如上定义的逆变器；以及
44.逆变器下游的负载，诸如具有一个或多个led的led装置。
45.例如，可以在另一输出级之后提供led装置，该另一输出级用于将转换器的输出适配到led装置。
46.本发明还提供了一种转化方法，包括：
47.接收用于转换的输入；
48.使用开关信号控制开关网络，所述开关网络包括至少第一开关和第二开关，其中开关网络输出被限定在位于所述第一开关和第二开关之间的节点处；
49.从所述开关网络提供反馈信号，所述反馈信号包括表示所述开关信号的相位的相位信号；
50.将开关网络的输出提供给谐振回路电路；
51.从所述谐振回路电路提供反馈信号，所述反馈信号包括所述谐振回路电路的元件两端的谐振电压；
52.设置从所述输入节点汲取的参考电流；
53.基于所述参考电流设置参考相位；以及
54.基于所述谐振电压与所述相位信号之间的相位差，并且基于所述参考相位来生成用于所述开关网络的所述开关信号。
55.该方法还可以包括：
56.提供包括从所述输入节点汲取的输入电流的另一反馈信号，并且其中设置所述参考相位是基于所述输入电流和所述参考电流；和/或
57.提供包括输出电压的另一反馈信号，并且其中设置所述参考电流至少基于所述输出电压。
58.本发明还提供一种led驱动方法，包括：整流ac输入，并使用上述方法提供转换以实现功率因数校正，以及基于经转换的dc电压驱动led负载。
59.参考下面描述的实施例，本发明的这些和其它方面将变得显而易见并且得以阐明。
附图说明
60.为了更好地理解本发明，并且为了更清楚地示出如何可以实现本发明，现在将仅通过示例的方式参考附图，其中：
61.图1示出了谐振ac/dc转换器的示例；
62.图2示出了振荡器频率控制的已知示例；
63.图3示出了阈值控制的已知示例；
64.图4示出了根据本发明的电路的第一示例；
65.图5示出了对图4的第一修改；
66.图6示出了相位差和电流之间的已知关系；
67.图7示出了对图4的第二修改；以及
68.图8示出了用于dc－dc转换器的对图4的第三修改。
具体实施方式
69.将参照附图描述本发明。
70.应当理解的是，详细描述和具体示例虽然指示了装置、系统和方法的示例性实施例，但是这些描述和具体示例仅用于说明的目的，而不旨在限制本发明的范围。本发明的装置、系统和方法的这些和其它特征、方面和优点将从以下描述、所附权利要求和附图中变得更好理解。应当理解，附图仅仅是示意性的并且没有按比例绘制。还应当理解，在所有附图中使用相同的附图标记来表示相同或相似的部件。
71.本发明提供一种谐振逆变器，其具有开关网络，从该开关网络提供表示开关信号的相位的相位信号。谐振回路电路耦合到第一开关网络输出，并提供谐振回路电路的电路元件两端的谐振电压的反馈信号。设置要从输入节点汲取的参考电流，并基于参考电流设置参考相位。基于谐振电压和相位信号之间的相位差以及基于参考相位来控制开关网络的开关信号。因此，该谐振逆变器采用相位调制方案作为谐振逆变器的开关网络的控制方案。该方法适用于谐振转换器的高频和非常高频操作，例如高达几十mhz。
72.图1中示出了谐振ac/dc转换器的示例。llc谐振电路形成pfc级，因此可以通过具有受控输出电压而用作pfc预调节器。它还可以通过具有受控的输出电流而用作单级led驱动器。
73.该电路包括市电输入10，该电源输入10之后是整流桥12(例如在其输出端具有平滑电容器)。
74.该转换器包括初级侧电路16和次级侧电路18。在初级侧电路16和次级侧电路18之间可以存在电隔离。提供包括初级线圈20和次级线圈22的变压器用于隔离。初级线圈20具有磁化电感，其也用作串联llc谐振电路的电感之一。llc谐振电路例如具有第二电感(使得线圈20代表两个电感器)和电容(在该示例中形成为两个电容器26和27)。
75.在llc电路中，电感和电容可以是任何串联顺序。电感器可以包括分立元件、或者可以实现为变压器的漏电感。
76.初级侧电路16包括具有第一电源开关28和第二电源开关30的半桥。第一开关和第二开关可以是相同的，并且半桥可以是对称半桥的形式(具有对称占空比)。然而，本发明不限于对称占空比。这些开关可以是场效应晶体管的形式。谐振llc电路连接到两个开关之间的节点。
77.每个开关的操作定时由控制器32提供的各自的栅极电压gs0和gs1控制。反馈用于确定开关28，30的控制定时。
78.在转换器工作期间，控制器32以特定频率和互补方式控制开关。两个栅极电压可以从单个栅极控制信号gs导出。
79.总之，图1所示的电路因此是ac/dc pfc单级转换器，包括ac输入10、整流器12、包括高侧开关(第一电源开关28)和低侧开关(第二电源开关30)的半桥逆变器，其中从开关之间的节点限定输出。自振荡llc电路耦合到输出。控制器用于产生控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号gs。高栅极驱动信号接通一个开关并断开另一个开关，而低栅极驱动信号断开所述一个开关并接通所述另一个开关。
80.在一种已知的方法中，初级侧电路16检测指示在电路中流动(例如流过第一或第二开关)的电流随时间的平均值的变量。关于负载的信息是基于初级侧电路中测量的电流导出的。测量的电流可以与负载具有直接关系。
81.次级侧18具有连接在次级线圈22下游的整流器34。整流器可以是全桥整流器(例如二极管桥)，并且可以使用单个次级线圈，该次级线圈在其端部耦合到整流器电路。作为代替，次级线圈22的中心可以耦合到次级侧电路的输出。次级线圈22的端部然后可以经由仅具有两个二极管的半桥整流器耦合到输出。
82.存储电容器36连接在整流器的输出之间，输出电压vo通过该输出递送。led负载或其它输出级直接或通过另一输出电路连接到输出。led负载可以包括一个led或多个led或一个激光二极管或多个激光二极管。
83.需要一种控制方案来将开关28、30驱动到它们的接通和断开状态，使得输出电压或电流被调节到某个期望的值或值范围，并且还使得pfc电路实现功率因数校正。
84.为了最佳地利用该功率传动系并且实现最大效率，希望对称地操作该转换器(至少在满负荷时)并且在次级侧均等地加载该变压器和该整流器。在具有在匝数比和泄漏方面对称的中心抽头输出绕组的变压器的情况下，如果半桥(即，其开关节点)的占空比保持
在50％，则可以确保次级侧对称。
85.转换器的控制旨在维持给定的输出电压vo，并使市电电流im与市电电压vm成比例。已经描述了针对该方法的各种方式。
86.直接频率控制
87.控制谐振转换器的标准方法使用开关频率(即振荡器频率)作为控制例如转换器输入电流的反馈系统的即时操纵变量。
88.图2示出了振荡器频率控制的示例，其中图1的谐振转换器作为单个单元40，并且该图示出了用于生成栅极信号gs的电路。
89.输出电压vo被提供给电流设置单元42，电流设置单元42将输出电压转换为参考输入电流im_ref。参考输入电流还基于市电输入电压(图1中的vm)，电源输入电压给出电流必须遵循的形状，以提供单位功率因数。将参考输入电流与测量的输入电流im进行比较，并且由环路滤波器44对该差值进行滤波。环路滤波器的输出控制压控振荡器vco 46，该压控振荡器vco 46又产生栅极信号gs。
90.因此，电流被用作反馈控制参数，其中目标电流基于期望的输出电压来设置。
91.该方法的问题在于，如果转换器必须应对相对大的增益比(即，输出与输入电压比的变化大)，则难以避免控制不稳定性。这些不稳定性是由电压增益对频率特性的大幅变化的陡度引起的，这对于谐振转换器是典型的。
92.作为示例，对于pfc应用中的llc转换器，转换器工作得越接近于零市电，问题就越明显，然而，这需要在低总谐波失真方面提供高功率因数。
93.阈值控制
94.存在各种阈值控制方案，这些阈值控制方案都利用在逆变器切换时刻的转换器状态变量(例如，谐振回路电容器电压vc)与每个切换周期的转换能量线性相关的情况。
95.图3示出了阈值控制的示例，同样图1的谐振转换器被表示为单个单元40，并且该图示出了用于生成栅极信号gs的电路。
96.转换器状态变量是电容器电压vc，并且它被提供给控制单元50。
97.输出电压vo在单元42中再次被转换为目标电流im_ref，并且这又被转换为转换器状态变量的目标值，在该示例中为电容器电压。该目标被示为vcth_ref。这发生在单元52中。
98.如虚线所示，可以有或没有用于电流im的电流反馈路径。
99.直接阈值控制
100.在这种情况下，逆变器直接响应于阈值检测而换向。该方案不需要振荡器并且被称为“自振荡”。us 8729830提供了一个示例。
101.该方案可以克服频率控制的不稳定性，因为它直接控制转换能量。然而，阈值检测易受噪声的影响，噪声可导致(自)振荡的突然中断。
102.级联阈值控制
103.可以通过添加附加的内环来级联阈值控制。在这种情况下，逆变器再次由振荡器致动，而振荡器又由阈值控制操纵。
104.由于振荡器的(再)引入而克服了噪声问题，但是保持了与阈值控制相关的直接功率控制方法。然而，可靠的阈值感测需要相当多的电路工作(在成本、尺寸和复杂性方面)，
并且在高于约0.5mhz的较高频率下不再实用。
105.图4示出了根据本发明的电路的第一示例。图1的谐振转换器再次被示为单个单元40，并且该图示出了用于生成栅极信号gs的电路。
106.控制变量是相位滞后信号φ。
107.输出电压vo再次(与输入电压结合)用于在电流设置单元42中产生目标电流im_ref，而这又被转换成相位差的目标值，即相位滞后φ_ref。这发生在相位设置单元60中。
108.相位控制电路62产生反馈相位差，即相位滞后信号φ。
109.谐振转换器40内的开关网络提供反馈信号vy，它是表示开关信号相位的相位信号。
110.谐振转换器40的谐振回路提供包括谐振回路电路的电路元件两端的谐振电压vc的另一反馈信号。此外，在该示例中，输出电压v0被提供为另一反馈信号。
111.在本示例中，电流设置单元42基于输出电压vo和输入电压vm来设置要从输入节点汲取的参考电流。相位设置单元60基于参考电流im_ref设置参考相位差(即参考相位滞后)φ_ref。
112.相位控制电路62具有相位检测器64，其检测谐振电压vc和相位信号vy之间的相位差。将相位差与参考相位差φ_ref进行比较，并从该差导出相位误差φ_err。
113.该相位误差被施加到环路滤波器66，并且环路滤波器的输出驱动vco 68以导出栅极信号gs。
114.因此，谐振逆变器采用相位调制方案作为谐振逆变器的开关网络的控制方案。该方法适用于谐振转换器的高频和非常高频操作，例如高达几十mhz。要测量的相位差信号对噪声远比不上对阈值信号敏感。
115.图4的电路可以在不使用市电电流测量的情况下提供高功率因数。市电电流和相位之间的已知关系可以用于避免市电电流的测量。该电路在闭环中控制谐振回路的状态变量(本示例中为vc)和与逆变器开关状态vy相关的电压之间的相位滞后φ。
116.在图4的示例中，状态变量是谐振电容器电压vc，而电压vy是逆变器的上开关两端的电压。在全桥逆变器(即采用第二半桥逆变器)的情况下，vy可以是第二半桥的下开关两端的电压。
117.可替换地，栅极驱动信号gs0可用作处理相位滞后φ的参考信号。
118.电压通过电容分压器来测量电压，并且相位检测器优选地具有自偏置输入，这有助于更好地应对两个测量信号的变化幅度。
119.如果输入电流im太高，则这转化为较低的参考相位滞后φ，这又将导致较高的vco输入电压，这意味着较低的转换功率并因此导致较低的电流(反之亦然)。
120.图5示出了对图4的修改，其中相位差φ由单元70转换成输入电流值im*。图4中重复的部件没有描述。
121.然后，反馈控制的减法步骤在参考电流im_ref和输入电流值im*之间。然后，产生输入电流误差im_err。在单元72中将其转换为相位差误差φ_err。
122.在图5中，市电电流和相位的关系被反过来应用以产生模拟的(或观察的)市电电流im*，来代替实际测量的市电电流im*。产生的电流误差与相位误差成比例，并以与图4相同的方式控制。
123.如上所述，图4和图5的示例避免了对市电电流测量的需要，这依赖于相位差(相位滞后)和电流之间的已知关系。图6示出了示例谐振转换器的这种关系。在市电电流im和相位滞后φ之间示出的相对线性仍然允许实现例如大于0.9的高功率因数。
124.图7示出了作为图4的备选修改示出的备选设计，其中市电电流被测量。
125.图4中重复的部件没有描述。
126.在电流设置单元42的输出处从参考电流im中减去市电电流测量信号im。这导致提供给以环路滤波器80形式的额外控制环路的电流误差im_err。它产生参考相位差φ_ref，后者然后以与图4中相同的方式被处理。
127.相位差保持为内部反馈控制参数，因此存在(内部)相位控制环路。
128.图8示出了控制其输出电流io的dc－dc转换器(因此没有pfc功能)。与图7相比，内部电流控制回路没有变化。基于输出电压的参考电流io_ref的调制被去除(即图7的单元42)，因为转换器不再实现功率因数校正。该电路例如可以用作led驱动器的隔离输出级。相同的内部控制回路可替代地用于控制输出电压。
129.例如，hc 4046压控振荡器电路可以用作相位控制电路62(包括相位检测器和vco，并且环路滤波器可以连接到该电路)。该电路产生与相位滞后成比例的信号。
130.这种类型的相位检测器ic例如被设计成将输入之间的相位差控制为零。然而，这种电路也可用于控制相位差以呈现任何给定的参考值。该电路包括自偏置输入(sig_in和comp_in)以及相位比较器和vco。它被设计成能够增加环路滤波器以及形成具有参考相位滞后的控制误差的差。这种电路可用于高达几十mhz的各种频率范围。
131.相位检测器可替代地例如通过exor检测器、正边缘触发相位和频率检测器或正边缘触发顺序相位检测器来实现。相位检测器和vco也可以由分立(非集成)电路实现。
132.控制中的延迟，例如与感测、信号调节或栅极驱动相关的延迟，在时间上几乎是恒定的，并且可以容易地被补偿。这些延迟例如在图6所示的关系中引入偏移，即，曲线然后根据相位检测器的两个输入的总延迟而向上或向下移位。
133.通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的本发明时可以理解和实现所公开实施例的变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。
134.单个处理器或其它单元可以实现权利要求中所述的若干项的功能。
135.在相互不同的从属权利要求中记载某些措施的仅有事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。
136.如果在权利要求或说明书中使用术语“适于”，则应注意，术语“适于”旨在等同于术语“被配置成”。
137.权利要求中的任何附图标记不应解释为限制范围。