一种温度补偿LC压控振荡器的制作方法

一种温度补偿lc压控振荡器
[技术领域]
[0001]
本发明涉及压控振荡器，尤其涉及一种温度补偿lc压控振荡器。
[

背景技术：
]
[0002]
压控振荡器指输出频率与输入控制电压有对应关系的振荡电路(vco)，频率是输入信号电压的函数的振荡器vco，振荡器的工作状态或振荡回路的元件参数受输入控制电压的控制，就可构成一个压控振荡器。
[0003]
申请号为cn201280011530.5的发明公开了一种在低相位噪声vco中的温度补偿和粗调组开关，vco的lc振荡回路包括主变容二极管电路和与主变容二极管电路并联耦合的温度补偿变容二极管电路。主变容二极管电路用于微调。温度补偿变容二极管电路具有与主变容二极管电路的电容
‑
电压特性不同的电容
‑
电压特性，以使得将在这两个变容二极管电路两端的共模噪声的影响最小化。lc振荡回路还具有设置成粗调的多个可切换电容器电路。为了防止在每个可切换电容器电路中的主薄氧化物开关的击穿，每个可切换电容器电路具有电容分压器电路，其在主开关被关断时减小了主薄氧化物两端的电压。
[0004]
该发明把温度补偿变容二极管电路的栅极和源极/漏极反接,使得温度补偿变容二极管电路的电容
‑
电压特性和主变容二极管电路的电容
‑
电压特性是反转的关系,等效来说温度补偿变容二极管电路提供正的电源推压,藉此抵销电源噪声的贡献。但是这种做法只能补偿主变容二极管电路的电源推压,未能对整个vco的电源推压有整体的考虑。无法进一步降低功耗。
[

技术实现要素：
]
[0005]
本发明要解决的技术问题是提供一种功耗较低的温度补偿lc压控振荡器。
[0006]
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种温度补偿lc压控振荡器，包括lc振荡回路和交叉耦合有源模块，lc振荡回路包括电感、主变容二极管电路、温度补偿变容二极管电路和粗调电容器组，交叉耦合有源模块、电感、主变容二极管电路、温度补偿变容二极管电路和粗调电容器组并联耦合到压控振荡器的两个输出端之间；主变容二极管电路和/或温度补偿变容二极管电路提供正的电源推压。
[0007]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，主变容二极管电路包括第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第一电阻和第二电阻，第一二极管的阳极与第二二极管的阳极相互连接，并接压控振荡器的电压信号输入端；第一二极管的阴极通过第一电容接主变容二极管电路的第一并联耦合端，第二二极管的阴极通过第二电容接主变容二极管电路的第二并联耦合端；第一电阻的第一端接第一二极管的阴极，第二电阻的第一端接第二二极管的阴极；第一电阻的第二端和第二电阻的第二端相互连接，并接主变容二极管偏压供电电压的输入端。
[0008]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，温度补偿变容二极管电路包括第三二极管、第四二极管、第三电容、第四电容、第三电阻和第四电阻，第三二极管的阳极与第四二极管
的阳极相互连接，并接温度补偿电压信号的输入端；第三二极管的阴极通过第三电容接温度补偿变容二极管电路的第一并联耦合端，第四二极管的阴极通过第四电容接温度补偿变容二极管电路的第二并联耦合端；第三电阻的第一端接第三二极管的阴极，第四电阻的第一端接第四二极管的阴极；第三电阻的第二端和第四电阻的第二端相互连接，并接补偿变容二极管偏压供电电压的输入端。
[0009]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，包括温度补偿电压信号输出电路，温度补偿电压信号输出电路包括ptat电流源，ptat电流源的正极通过第七电阻接电源电压，负极接地，ptat电流源的正极为所述的温度补偿电压信号的输入端。
[0010]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，温度补偿变容二极管电路包括主变容二极管的偏压供电电路，偏压供电电路包括第五电阻和第六电阻，第五电阻的第一端接电源电压，第五电阻的第二端接第六电阻的第一端，第六电阻的第二端接地；第五电阻的第二端作为所述的补偿变容二极管偏压供电电压的输入端，ptat电流源的输出出阻抗为r，第五电阻的电阻值为r5,第六电阻的电阻值为r6,第七电阻的电阻值为r7,[r6/(r5 r6)]>[r/(r7 r)]。
[0011]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，所述的粗调电容器组为可切换电容数组，可切换电容数组包括复数个并联的可切换电容单元电路和切换电路，切换电路包括切换信号输入端。
[0012]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，可切换电容单元电路包括开关管、第五电容、第六电容、第八电阻和第九电阻，第五电容的第一端与第六电容的第一端通过开关管连接，开关管的控制端接控制电压的输入端；第五电容的第二端接粗调电容器组的第一并联耦合端，第六电容的第二端接粗调电容器组的第二并联耦合端；第八电阻的第一端接第五电容的第一端，第九电阻的第一端接第六电容的第一端；第八电阻的第二端和第九电阻的第二端相互连接，并接偏压供电电压的输入端。
[0013]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，所述的开关管为mos管，所述的切换信号输入端输入数字信号，mos管的栅极接所述的控制电压输入端，mos管栅极的控制电压受所述的数字信号控制，切换信号输入端输入的数字信号使可切换电容单元电路可选择性的接入lc振荡回路或从lc振荡回路中断开.增加接入的可切换电容单元电路的数量，即增加lc振荡回路的总电容,从而降低lc压控振荡器的输出频率；断开可切换电容单元电路降低lc振荡回路的总电容,从而增大lc压控振荡器的输出频率。
[0014]
以上所述的温度补偿lc压控振荡器，所述交叉耦合有源模块为nmos和pmos的交叉对管结构。
[0015]
本发明温度补偿lc压控振荡器的主变电容二极管电路和/或温度补偿变容二极管电路提供正的电源推压,可以用较低的电流得到一定的跨导,达到降低功耗的目的。
[附图说明]
[0016]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0017]
图1是本发明实施例温度补偿lc压控振荡器的原理框图。
[0018]
图2是本发明实施例温度补偿lc压控振荡器的电路图。
[0019]
图3是本发明实施例交叉耦合有源模块的电路图。
[0020]
图4是本发明实施例可切换电容数组的示意图。
[0021]
图5是本发明实施例可切换电容单元电路的电路图。
[具体实施方式]
[0022]
本发明实施例温度补偿lc压控振荡器的结构和原理如图1至图5所示，包括lc振荡回路和交叉耦合有源模块(负阻电路)，lc振荡回路(lc谐振腔)包括电感l、主变容二极管电路、温度补偿变容二极管电路、可切换电容数组(粗调电容器组)c
sca
、电压信号输入端v
ctrl
和两个输出端v
op
和v
on
。当电压信号输入端输入的v
ctrl
电压改变,主变容二极管电路的电容值也会改变,使得输出信号v
op
和v
on
的频率随之改变。
[0023]
交叉耦合有源模块(负阻电路)、电感l、主变容二极管电路、温度补偿变容二极管电路和可切换电容数组c
sca
并联耦合到压控振荡器的两个输出端v
op
和v
on
之间。交叉耦合有源模块(负阻电路)提供负阻,以补偿lc谐振腔(电感,可切换电容数组,主变容二极管电路,以及温度补偿变容二极管电路)中的正电阻,使压控振荡器的输出v
op
和v
on
产生频率为1/2π/√(lc)的信号。
[0024]
如图2所示，主变容二极管电路包括第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容c1、第二电容c2、第一电阻r1和第二电阻r2，第一二极管d1的阳极与第二二极管d2的阳极相互连接，并接压控振荡器的电压信号输入端v
ctrl
。第一二极管d1的阴极通过第一电容c1接主变容二极管电路的第一并联耦合端，第二二极管d2的阴极通过第二电容c2接主变容二极管电路的第二并联耦合端。第一电阻r1的第一端接第一二极管d1的阴极，第二电阻r2的第一端接第二二极管d2的阴极。第一电阻r1的第二端和第二电阻r2的第二端相互连接，并接主变容二极管偏压供电电压的输入端v
bias1
。
[0025]
如图2所示，温度补偿变容二极管电路包括第三二极管d3、第四二极管d4、第三电容c3、第四电容c4、第三电阻r3和第四电阻r4，第三二极管d3的阳极与第四二极管d4的阳极相互连接，并接温度补偿电压信号的输入端v
ctat
。第三二极管d3的阴极通过第三电容c3接温度补偿变容二极管电路的第一并联耦合端，第四二极管d4的阴极通过第四电容c4接温度补偿变容二极管电路的第二并联耦合端。第三电阻r3的第一端接第三二极管d3的阴极，第四电阻r4的第一端接第四二极管d4的阴极。第三电阻r3的第二端和第四电阻r4的第二端相互连接，并接补偿变容二极管偏压供电电压的输入端v
bias2
。
[0026]
如图2所示，温度补偿电压信号输出电路包括ptat电流源i
ptat
，ptat电流源i
ptat
的正极通过第七电阻r7接电源电压，负极接地，ptat电流源i
ptat
的正极为温度补偿变容二极管电路温度补偿电压信号的输入端。
[0027]
如图2所示，温度补偿变容二极管电路包括主变容二极管的偏压供电电路，偏压供电电路包括由第五电阻和第六电阻r6组成的分压电路，分压电路第五电阻r5的第一端接电源电压v
dd
，第五电阻r5的第二端接第六电阻r6的第一端，第六电阻r6的第二端接地；第五电阻r5的第二端作为所述的补偿变容二极管偏压供电电压的输入端v
bias2
，ptat电流源i
ptat
的输出出阻抗为r，第五电阻的电阻值为r5,第六电阻的电阻值为r6,第七电阻的电阻值为r7。第五电阻和第六电阻r6的电阻值满足[r6/(r5 r6)]>[r/(r7 r)]。
[0028]
如图3所示，交叉耦合有源模块包括p mos管m
p1
、m
p2
和n mos管m
n1
、m
n2
。其中，p mos管m
p1
和m
p2
的源极接电源电压vdd，n mos管m
n1
和m
n2
的源极接地。m
p1
，m
n1
的栅极接到v
on
，漏级接到v
op
；m
p2
，m
n2
的栅极接到v
op
，漏级接到v
on
,组成nmos和pmos的交叉对管结构。交叉耦合有
源模块产生一负阻，形成互补式负阻电路，用以补偿lc振荡回路中的电阻。
[0029]
从温度变化对频率变化影响的角度来看，温度越高，负阻电路，可切换电容数组,和主变容二极管电路的电容值都会上升,使得频率下降。所以需要一个温度补偿变容二极管电路,使得其电容值会随温度上升而下降,使整体的谐振腔等效电容不随温度变化。如图2所示,v
bias2
为一个不随温度变化或随温度变化而上升的参考电压,v
ctat
是随温度上升而下降的参考电压,其产生的方式是用ptat电流灌到对电源的电阻上。此实现方式较为简便是因为ptat电流源很容易由一般的带隙参考源或固定跨导(constant
‑
gm)电路产生。
[0030]
如图4所示，可切换电容数组c
sca
包括多个并联的可切换电容单元电路和切换电路。切换电路包括切换信号的输入端cap[n:0]。
[0031]
可切换电容单元电路包括mos管m
n
，1、第五电容c
sw1
、第六电容c
sw2
、第八电阻r8和第九电阻r9，第五电容c
sw1
的第一端与第六电容c
sw2
的第一端经mos管m
n
，1的源极和漏极连接，mos管m
n
，1的栅极接控制电压v
c
的输入端。第五电容c
sw1
的第二端接可切换电容数组c
sca
的第一并联耦合端，第六电容c
sw2
的第二端接可切换电容数组c
sca
的第二并联耦合端。第八电阻r8的第一端接第五电容c
sw1
的第一端，第九电阻r9的第一端接第六电容c
sw2
的第一端。第八电阻r8的第二端和第九电阻r9的第二端相互连接，并接偏压供电电压的输入端v
bias1
。图5中的c
p1
和c
p2
是寄生(杂散)电容。
[0032]
如图5所示，cap[n:0]是数字信号输入端,接串行总线接口，mos管m
n
，1的栅极控制电压v
c
为数字信号cap[n:0]所控制。通过控制mos管m
n
，1的栅极控制电压v
c
，输入的数字信号cap[n:0]使可切换电容数组c
sca
中的可切换电容单元电路可选择性的接入lc振荡回路或从lc振荡回路中断开.加大接入可切换电容单元的数量可以增加lc振荡回路的总电容,从而降低lc压控振荡器的输出频率；断开可切换电容单元可降低lc振荡回路的总电容,从而增大lc压控振荡器的输出频率。
[0033]
电源推压(supply pushing)kvdd:是电源电压的变化对压控振荡器输出频率的影响系数。如果电源电压vdd升高使压控振荡器输出频率升高,k
vdd
为正值；如果电源电压vdd升高,压控振荡器输出频率下降,则k
vdd
为负值。
[0034]
下面对本发明实施例各模块电路的电源推压(supply pushing)k
vdd
进行分析,
[0035]
如图3所示,如果电源电压vdd升高,负阻电路m
n1
,m
n2
,m
p1
,m
p2
的栅极的寄生接面电容值c
p1
,c
p2
,会因为电源电压的上升而上升,使整体负阻电路的等效电容增加,导致频率下降,所以负阻电路的电源推压是负值。
[0036]
可切换电容数组的结构如图4所示,它由多个如图5所示的可切换电容单元电路并联组成,故针对数组的电源推压,可以单就一个可切换电容单元电路来讨论。
[0037]
当可切换电容单元电路开启,即v
bias1
＝0,v
c
＝vdd,m
n1
的栅极
‑
源极和栅极
‑
漏极的等效寄生电容,都会随着电源电压上升而增加；
[0038]
当可切换电容单元电路关闭,即v
bias1
＝vdd,v
c
＝0,m
n1
的源极对地和漏极对地的寄生接面电容(parasitic junction capacitance)c
p1
,c
p2
会随着电源电压上升而减少,就整体的可切换电容数组而言，可切换电容单元电路开启对整体可切换电容数组的等效电容变化具有较大的影响,所以整体等效电容会随着电源电压上升而增加,使得可切换电容数组的电源推压为负值。
[0039]
以下讨论本发明实施例主变容二极管电路的电源推压。如图2所示，如电源电压v
dd
上升,由于压控振荡器整合到锁相环中,v
ctrl
被整个锁相环路锁定不会变，但会使v
bias1
上升。由变容二极管的电容
‑
电压特性可知,变容二极管的阳极电压不变,阴极电压上升,会使得等效电容下降。故电源电压上升,主变容二极管电路之等效电容值会下降,使得频率上升,主变容二极管电路的电源推压为正值。
[0040]
如图2所示，本发明实施例温度补偿变容二极管电路的电源推压分析如下。
[0041]
v
ctat
产生的方式是用ptat电流灌到对电源v
dd
的电阻上,如电源电压上升,会使得v
ctat
和v
bias2
上升,但因为第五电阻和第六电阻r6的电阻值满足[r6/(r5 r6)]>[r/(r7 r)]，所以v
dd
[r6/(r5 r6)]>v
dd
[r/(r7 r)],即可让温度补偿变容二极管电路的电源推压k
vdd
为正值，可以使v
bias2
上升的较多,使等效的主变容二极管电路的电容下降,频率上升,故本发明实施例的温度补偿变容二极管电路的电源推压k
vdd
为正值。
[0042]
从整体压控振荡器的电源推压k
vdd
的作用来看,k
vdd
的绝对值越小,对电源噪声的影响就越小。因此,除了包含变容二极管电路的模块,有机会让k
vdd
为正值,其余的模块k
vdd
都是负的。所以本发明实施例的结构,使主变容二极管电路和温度补偿变容二极管电路都提供正的k
vdd
,如此可让负阻的k
vdd
的绝对值放大。对于同样的负阻要求来说,因为负阻大小和跨导(g
m
)成正比,g
m
＝√(k(w/l)i),所以相同的gm,可以放大负阻nmos/pmos的(w/l)大小,减少电流以满足要求,而且不会对电源噪声产生影响。
[0043]
表1：低功耗温度补偿lc压控振荡器仿真数据表
[0044][0045]
由上表的仿真结果可知,本发明的低功耗温度补偿vco可以使得温度变化从
‑
45℃至125℃,其频率变化小于0.03％,由于本发明使主变容电源推压和温度补偿电源推压都是正的,故可以使负阻电源推压高达
‑
131.1mhz/v到
‑
105.5mhz/v,而不影响整体相位噪声,在3ghz的振荡频率时，功耗电流仅300ua。
[0046]
本发明以上实施例具有以下优点：
[0047]
1.传统lcvco,可切换电容器电路和负阻电路的电源推压都是负的,本发明以上实施例将主变电容二极管电路和温度补偿变容二极管电路都提供正的电源推压,所以可以放大负阻电路的nmos/pmos的(w/l),来保持一样的整体电源推压,电源噪声就不影响整体相位噪声，而且藉由放大负阻电路的大小,可以用更低的电流去得到一样的跨导,故能达到降低功耗的目的。
[0048]
2.从仿真结果的第三项的可知,如果主变容二极管电路采用申请号为cn201280011530.5发明的电路,整体电源推压会变成
‑
94.69mhz/v到
‑
67.52mhz/v,与本发明以上实施例相比k
vdd
的绝对值大三倍以上,等效的结果是电源噪声的影响大三倍以上。
[0049]
3.如果采用申请号为cn201280011530.5发明的主变容二极管电路结构,想要保持与本发明以上实施例同样的相位噪声特性,只能缩小负阻电路nmos/pmos(m
p1
,m
p2
,m
n1
,m
n2
)的(w/l)大小,使得lc压控振荡器的功耗上升。