电容反馈放大器信号同步方法与流程

1.本发明涉及一种信号同步方法，尤其是涉及一种基于电容反馈形式的放大器上的信号同步方法，属于模拟电路技术领域。


背景技术：

2.目前，低频可变增益放大器是诸多通信系统的重要组成部分，为实现精确的增益倍数和步长，需要采用基于运算放大器的负反馈结构。常用的反馈元件有电阻和电容两种。
3.当时采用电阻反馈结构时，由于电阻反馈结构输入输出直流电压相等，运算放大器具有稳定的直流工作点，但反馈电阻引入的噪声较大，且直流耦合会将前级的直流失调进一步放大，可能导致工作点饱和。
4.当时采用电容反馈结构时，电容反馈结构能有效隔离前级的直流失调，但是其缺点在于：运算放大器输入晶体管的栅极直流偏置电压难以固定。如今常见的解决方式为如图1所示，增加控制开关为运算放大器提供直流电压，在系统待机状态下，通过闭合直流复位开关，将运算放大器的输入管栅极电压连接至直流直流偏置电压或输出端，此时运算放大器直流工作点正常，但无法提供放大功能；当需要传输和放大信号时，断开直流复位开关，成为电容反馈放大结构，由于电荷在输入电容和反馈电容上的重新分配，电路增益和电容比例有关。
5.由此可见，电容反馈结构在杜绝直流失调的基础上，通过复位开关能够解决运算放大器输入晶体管的栅极直流偏置电压难以固定的问题，但是在解决该问题的过程中复位开关的断开时机会影响输出信号的波形。这是由于电荷的再分配，输出电压会跟随输入电压，因此输出差分电压会出现直流失调。当复位开关关断时机不同时，直流失调也不同。如复位开关在差分输入信号的交叉时刻（即差分信号相等时）断开，差分输出信号的直流偏移为零；但是当复位开关在差分输入信号的最大摆幅处断开时，差分输出信号的直流偏移为输出波形的满摆幅。因此需要一种同步方法以同时复位开关与输入信号之间的同步问题。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于克服上述不足，提供一种电容反馈放大器信号同步方法，该方法解决了位开关的动作时间与输入信号之间的同步问题。
7.本发明的目的是这样实现的：一种电容反馈放大器信号同步方法，所述方法为：差分输入信号经耦合电容后输入运算放大器的输入端，运算放大器的输出信号通过电容反馈至输出端；直流偏置电压通过复位开关导通至运算放大器的输入端；差分输入信号输入运算放大器的同时经由一比较电路后输出信号作为时钟信号，基于该时钟信号对控制信号进行采样后获取同步控制信号，该同步控制信号控制复位开关的开启和闭合。
8.优选的，通过触发器实现对控制信号的同步采样。
9.优选的，上述方法基于一种电容反馈放大器信号同步电路，包含有运算放大器，差分输入信号经由电容后输入运算放大器的输入端，且运算放大器的输出端和输入端之间跨接有反馈电容；差分输入信号分别连接至比较器的两个输入端，比较器的输出端来内质触发器的时钟信号端，控制信号接入触发器的输入端，触发器的输出端连接至复位开关的控制端。
10.与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明通过一个比较器得到差分信号的交叉时刻，再由触发器进行同步采用得到同步控制信号，利用得到同步控制信号对复位开关进行同步控制，从而达到减小直流失调的目的。
附图说明
11.图1为常规的电容反馈放大器的示意图。
12.图2为图1电路的输入输出波形示意图。
13.图3为本发明一种电容反馈放大器信号同步电路的示意图。
14.图4为图3电路的信号波形图。
15.图5为本发明一种电容反馈放大器信号同步电路的偏置网络的电路示意图。
16.其中：直流偏置电压vcm、控制电压vctrl；输入信号vin、输出信号vout；复位开关（s1、s2）；开关管一m1、开关管二m2；运算放大器101、偏置网络102；较器201和触发器202。
具体实施方式
17.本发明涉及的一种电容反馈放大器信号同步方法，所述方法为：差分输入信号经耦合电容后输入运算放大器的输入端，运算放大器的输出信号通过电容反馈至输出端；直流偏置电压通过复位开关导通至运算放大器的输入端；差分输入信号输入运算放大器的同时经由一比较电路后输出信号作为时钟信号，基于该时钟信号对控制信号进行采样后获取同步控制信号，该同步控制信号控制复位开关的开启和闭合。
18.优选的，复位开关基于mos管实现；通过触发器实现对控制信号的同步采样。
19.上述方法基于一种电容反馈放大器信号同步电路实现：参见图1，运算放大器101的差分输入信号vin通过电容c11和电容c12后交流耦合至运算放大器101的输入端，反馈电容c21和反馈电容c22跨接在运算放大器101的输入端和输出端之间。
20.理想情况下，该放大电路的闭环增益为：av=20*log(c12/c22)
因此，通过调节反馈电容c21和反馈电容c22的电容值，可以改变放大电路的闭环增益，实现可变增益放大器。
21.运算放大器101的输入管栅极（图1中vp1/vp2）提供直流工作点，保证运算放大器正常工作，并由复位开关（s1、s2）构成的偏置网络102提供直流直流偏置电压vcm。其中复位开关（s1、s2）通常是mos管，由控制电压vctrl切换复位开关（s1、s2）的导通和截止。
22.参见图5，偏置网络102包含有开关管一m1和开关管二m2，且开关管一m1和开关管二m2的栅极共同连接至信号控制端，开关管一m1和开关管二m2的源级共同连接至直流电压端，开关管一m1和开关管二m2的漏极分别连接至运算放大器101的两个输入端；所述开关管一m1和开关管二m2均为nmos管。
23.当控制电压vctrl为高电平时，开关复位开关（s1、s2）导通，运算放大器101直流工作点正常，放大电路进入待机模式；当控制电压vctrl为低电平时，复位开关（s1、s2）截止，放大电路进入放大模式。
24.以输入理想的差分正弦波为例，放大电路的输入输出波形示意图如附图2所示。当控制电压vctrl为高电平时，复位开关（s1、s2）导通，运算放大器101输入节点vp1/vp2连接至直流偏置电压vcm，此时差分输出电压两端相等，且等于直流偏置电压vcm。当控制电压vctrl跳变到低电平时，差分输出电压开始跟随输入信号变化，电路进入工作模式。
25.由于控制电压vctrl的不同跳变时刻会直接影响输出信号的直流失调，且输出信号vout的直流失调与控制电压vctrl跳变时刻的差分输入信号vin瞬时幅度差成正比。当控制电压vctrl跳变时刻，输入信号vin的幅度差为零时，输出信号vout直流失调也为零。当控制电压vctrl跳变时刻，输入信号vin的幅度差最大时，输出信号vout直流失调达到最大，最大值为vout的满摆幅。
26.并且由于控制信号vctrl通常来源于其它模块，和输入信号vin无关，因此常规的电路中控制电压vctrl的跳变时刻相对输入信号vin是随机不可控的，从而导致输出信号vout的直流失调幅度也是随机的，严重影响输出信号vout的摆幅和信噪比。
27.参见图3，为了减小因控制信号vctrl带来的输出直流失调；增加比较器201和触发器202；输入信号vin通过一个比较器201后，得到近似方波的输出波形vcmp，该波形的跳变时刻即为输入差分信号vin的交叉点。采用vcmp作为时钟信号对控制信号vctrl进行采样，就可以得到同步的控制信号vctrl2，由vctrl2去控制复位开关（s1、s2），即可保证复位时机始终位于输入信号的交叉点，从而保证了输出信号的直流偏移最低。
28.参见图4，图4为图3电路的典型信号波形，采用本专利同步电路方法后，将使得同步后的控制信号vctrl2边沿始终对准输入信号的交叉点，因此能保证输出信号的直流失调最小。
29.另外：需要注意的是，上述具体实施方式仅为本专利的一个优化方案，本领域的技术人员根据上述构思所做的任何改动或改进，均在本专利的保护范围之内。