一种FMCW雷达的差频频率估计方法与流程

一种fmcw雷达的差频频率估计方法
技术领域
1.本发明涉及信号处理技术领域，特别涉及一种fmcw雷达的差频频率估计方法。


背景技术：

2.与传统的脉冲体制的雷达相比，调频连续波雷达具有更高的距离分辨率、更强的穿透能力、能够消除距离盲区等优势，因此，调频连续波雷达在高精度测距和成像领域得到广泛应用。fmcw雷达通过发射线性调频信号，并通过将接受信号与发射信号混频得到具有目标位置信息的差频信号，因此高精度位置估计问题就变成了频谱分量(频率和相位)估计问题。影响调频连续波雷达测距成像精度最关键的因素是线性调频信号的线性度，实际上，由于雷达发射机不可能产生理想的线性调频信号，产生的调频信号始终存在一定的非线性，这将会影响测距或者成像精度。调频信号当中的非线性分量，会对差频信号频谱产生一定的影响，例如主瓣展宽、非对称畸变、旁瓣能量过高等问题，这将影响目标差频频率的测量和目标位置的确定。
3.大多数的频谱估计方法假设的是一个时间连续信号，并且只受到高斯白噪声的影响，并没有考虑到调频信号非线性对频谱的影响。其中，现有技术中，使用最多的是快速傅里叶变换(fft)方法，其最主要的缺点是当需要一个较高的频率分辨率时，需要一个较长的窗来进行处理。这可以通过补零实现，但是计算量较大。如果只需要分析信号频谱的一部分即差频频率附近时，可以使用chirp
‑
z变换(czt)算法，该算法可以在减少计算量的同时提供一个较高的频率分辨率，以便于更加精确的估计差频频率。另外，由于差频信号的相位与时间为线性一次关系，也可以使用最小二乘法对差频信号的相位进行一阶线性拟合，从而获得拟合直线的斜率，即差频频率，但是缺点是计算量大，且抗干扰性差。在涉及到非线性误差时，现有的方法估计的差频频率均会产生一定的估计误差。


技术实现要素：

4.本发明的主要目的是提供一种fmcw雷达的差频频率估计方法，旨在解决现有技术中，在存在非线性误差的情况下，估计的差频频率发误差较大的技术问题
5.为实现上述目的，本发明提供一种fmcw雷达的差频频率估计方法，包括如下步骤：
6.获取待处理实信号，并将所述待处理实信号转换为解析信号；
7.获取所述解析信号的实际相位；
8.对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段，并对每一段进行最小二乘法相位拟合，获取每一段拟合直线的斜率，将所述拟合直线的斜率作为每一段的差频频率；
9.去除因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分段的差频频率，对剩余部分段的差频频率取均值，并根据该均值计算出fmcw雷达的实际差频频率。
10.可选地，在所述获取所述解析信号的实际相位的步骤之前还包括：
11.获取解析信号s
b
(t)的包络幅值a(t)，从解析信号中消除信号的包络变化带来的影响，即s
b
(t)/a(t)。
12.可选地，所述对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段的步骤包括：
13.令预设分段数为k，整个回波数据的长度为n，对所述实际相位数据(t
i
，φ
i
)(i＝1，2，...，n)在时域进行平均分段，每段的数据长度为n
i
＝round(n/k)，k＞n/50，进而得到k组分段数据(n1，n2，...，n
k
)。
14.可选地，所述对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段，并对每一段进行最小二乘法相位拟合，获取每一段拟合直线的斜率，将所述拟合直线的斜率作为每一段的差频频率的步骤包括：
15.对所述k组分段数据(n1，n2，...，n
k
)做最小二乘法一阶线性拟合，得到k组拟合直线φ＝k
j
t b
j
，(j＝1，2，...，k)，对每一段的斜率kj求平均值将所述平均值作为所有数据的拟合直线的斜率；
16.其中，k
j
为每一段拟合直线的斜率，b
j
为每一段拟合直线的截距。
17.可选地，所述去除因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分，对剩余部分取均值，并将该均值作为fmcw雷达的实际差频频率的步骤包括：
18.如果待拟合数据为理想线性调频信号，则将每一段的拟合直线斜率k
j
直接作为所述平均值
19.如果当调频信号中存在非线性误差时，选取更加稳定的部分的斜率取均值，将该均值作为所述平均值
20.可选地，fmcw雷达的所述实际差频频率满足如下关系式：
[0021][0022]
本发明提供的基于分段最小二乘法的fmcw雷达差频频率估计方法，采用希尔伯特变换将待处理实信号转换为解析信号，利用相位解缠技术对解析信号的相位解缠绕，获得实际相位，对解缠绕的实际相位在时域按照预设值进行平均分段，对每一段进行最小二乘法相位拟合，获得每段拟合直线的直线斜率即每段的差频频率，去除因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分，对剩余部分取均值，将该均值作为fmcw雷达的实际差频频率，仅需要对数据做分段最小二乘法拟合即可得到差频频率估计，简单精确。
附图说明
[0023]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
[0024]
图1为本发明提供的fmcw雷达的差频频率估计方法一实施例的流程示意图；
[0025]
图2为图1中fmcw雷达的差频频率估计方法中数据的分段方法的结构示意图；
[0026]
图3为图1中fmcw雷达的差频频率估计方法中使用非理想线性差频信号获取相位的分段拟合直线斜率变化情况示意图；
[0027]
图4为图1中fmcw雷达的差频频率估计方法中获取的fmcw雷达的差频信号的实际相位示意图；
[0028]
图5为图1中fmcw雷达的差频频率估计方法中获取的fmcw雷达的差频信号的实际相位分段拟合直线的斜率变化情况示意图。
[0029]
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
[0030]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0031]
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
[0032]
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，全文中出现的“和/或”的含义，包括三个并列的方案，以“a和/或b”为例，包括a方案、或b方案、或a和b同时满足的方案。还有就是，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
[0033]
参照图1
‑
图4所示，fmcw雷达的差频频率估计方法包括如下步骤：
[0034]
步骤s101：获取待处理实信号，并将所述待处理实信号转换为解析信号。
[0035]
需要说明的是，是通过采用希尔伯特变换(hilbert transform)将待处理的实信号进行变换，进而得到该解析信号。
[0036]
步骤s102：获取所述解析信号的实际相位。
[0037]
需要说明的是，利用相位解缠技术对解析信号的相位解缠绕，获得实际相位；获取希尔伯特变换之后的解析信号的主值相位，利用相位解缠绕(unwrap)技术得到该信号的实际相位。更多的在利用相位解缠技术对解析信号的相位解缠绕之前，利用解析信号的包络幅值，消除信号包络变化对差频频率估计的影响。
[0038]
步骤s103：对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段，并对每一段进行最小二乘法相位拟合，获取每一段拟合直线的斜率，将所述拟合直线的斜率作为每一段的差频频率。
[0039]
步骤s104：去除因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分段的差频频率，对剩余部分段的差频频率取均值，并根据该均值计算出fmcw雷达的实际差频频率。
[0040]
进一步地，在所述获取所述解析信号的实际相位的步骤之前还包括：获取解析信号s
b
(t)的包络幅值a(t)，从解析信号中消除信号的包络变化带来的影响，即s
b
(t)/a(t)。
[0041]
进一步地，所述对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段的步骤包括：
[0042]
令预设分段数为k，整个回波数据的长度为n，对所述实际相位数据(t
i
，φ
i
)(i＝1，2，...，n)在时域进行平均分段，如图2所示，每段的数据长度为n
i
＝round(n/k)，为充分保证分段数据的准确性与连续性，定义k＞n/50，进而得到k组分段数据(n1，n2，...，n
k
)。
[0043]
进一步地，所述对所述实际相位在时域按照预设值进行平均分段，并对每一段进行最小二乘法相位拟合，获取每一段拟合直线的斜率，将所述拟合直线的斜率作为每一段的差频频率的步骤包括：
[0044]
对所述k组分段数据(n1，n2，...，n
k
)做最小二乘法一阶线性拟合，得到k组拟合直线φ＝k
j
t b
j
，(j＝1，2，...，k)，对每一段的斜率k
j
求平均值将所述平均值作为所有数据的拟合直线的斜率；
[0045]
其中，k
j
为每一段拟合直线的斜率，b
j
为每一段拟合直线的截距。
[0046]
本发明一实施例分段拟合直线的斜率变化情况如图3所示，对每一段的斜率k
j
求平均值即将该平均值作为所有数据的拟合直线的斜率。
[0047]
进一步地，所述去除因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分，对剩余部分取均值，并将该均值作为fmcw雷达的实际差频频率的步骤包括：
[0048]
如果待拟合数据为理想线性调频信号，则将每一段的拟合直线斜率k
j
直接作为所述平均值
[0049]
如果当调频信号中存在非线性误差时，选取更加稳定的部分的斜率取均值，将该均值作为所述平均值
[0050]
每一段的拟合直线的斜率k
j
，如果待拟合数据为理想线性调频信号，则每一段的拟合直线斜率k
j
是相同的。当调频信号中存在非线性误差时，每段的斜率将会发生变化。通过观察每一段的斜率变化，选取更加稳定的部分，减少调频非线性以及噪声的影响。对该部分的斜率取均值，将该均值作为最终的拟合直线的斜率，估计的差频频率为
[0051]
具体地实施方式包括：
[0052]
首先，对待处理实信号数据做希尔伯特变换，转换为解析信号。获取该解析信号的包络幅值，消除包络起伏对差频频率估计的影响。
[0053]
然后，用解析信号的虚部除以实部并取反正切获得该信号的主值相位，采用相位解缠绕技术对主值相位解缠绕，获得该信号的实际相位，如图4所示
[0054]
然后，在时域对该实际相位分段，数据长度为n＝24576，设置分段数为k＝2
10
＝1024，由此可以获得每段的数据量为24。对每段进行最小二乘法一阶直线线性拟合，获得每段数据的拟合直线斜率，每段拟合直线的斜率变化情况如图5所示。
[0055]
如果信号是理想的线性调频信号，则每段的拟合直线的斜率是相等的。由于信号中存在非线性以及噪声的干扰，会使得每段拟合直线斜率发生变化，因此需要对数据进行取舍。
[0056]
然后，根据每段拟合直线的斜率变化情况，舍弃数据偏差较大的区域，如图5横线部分所示，应舍弃数据起始段以及末段区域，对剩余部分取均值。该均值即为所估计的差频频率。
[0057]
在本发明提供的实施例中，采用希尔伯特变换将待处理实信号转换为解析信号，利用相位解缠技术对解析信号的相位解缠绕，获得实际相位，对解缠绕的实际相位在时域按照预设值进行平均分段，对每一段进行最小二乘法相位拟合，获得每段拟合直线的直线
斜率即每段的差频频率，舍弃因为相位提取以及噪声干扰偏差较大的部分，对剩余部分取均值，根据该均值计算出fmcw雷达的实际差频频率，仅需要对数据做分段最小二乘法拟合即可得到差频频率估计，简单精确。
[0058]
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。