基于开关单元的AC-AC变换器及控制方法

基于开关单元的ac-ac变换器及控制方法
技术领域
1.本发明属于电子技术领域，具体涉及了一种基于开关单元的ac-ac变换器及控制方法。


背景技术：

2.电力电子技术已逐渐成为现代电力系统的主要技术支撑之一，ac/ac技术与ac/dc/ac技术相比，省略了直流大电解电容，提升了可靠性，降低了损耗。
3.在面向电压幅值调控的直接式ac/ac变换器拓扑结构中，目前使用较为广泛的有buck型、boost型、buck-boost型以及z源变换器等。
4.普通的ac/ac变换器除降压式ac/ac变换器外，所有类型都包括附加电抗元件。电抗元件的存在使变换器将输出电压提高到输入电压以上成为可能。但是，boost，buck，三相矩阵等类型的变换器需要大量使用双向器件(两个单向器件反串联)，有些ac/ac输入和输出不是共地。部分拓扑无法实现反相buck、boost


技术实现要素：

5.为了解决现有技术中的上述问题，即现有的ac/ac变换器除降压式ac/ac变换器都需附加电抗元件，但是boost，buck，三相矩阵等类型的变换器需要大量使用双向器件的问题，本发明提供了一种基于开关单元的ac-ac变换器，所述变换器包括多路交流电路，每路交流电路包括：
6.交流电输入单元、boost单元、输入电容、buck单元；
7.输入电感依次连接boost单元、输入电容和buck单元。
8.在一些优选的实施方式中，所述boost单元为全桥非隔离电路，包括第一boost模块s1、第二boost模块s2、第三boost模块s3和第四boost模块s4；
9.其中每个boost模块可通过开关实现。
10.在一些优选的实施方式中，所述buck单元包括至少一个buck子电路，每个buck子电路包括第一buck模块s5和第二buck模块s6，每个buck模块可通过开关实现，并在开关中间分别通过输出电感向负载输出电压。
11.本发明的另一方面，提出了一种基于开关单元的ac-ac变换器控制方法，应用于上述的基于开关单元的ac-ac变换器，所述控制方法包括：
12.boost单元工作状态，通过boost单元调制策略序列控制boost模块的导通或截止，在boost单元开关周期的0-dt内由输入源向所述输入电感充电，在boost单元开关周期的dt-t段内由输入源和输入电感同时向所述输入电容供电，使输入电容的电压高于输入源电压；0-dt记为boost单元单个开关周期的0-b；
13.buck单元工作状态，通过buck单元调制策略序列控制buck模块的导通或截止，输出正相或反相电压。
14.boost单元工作状态与buck单元工作状态相互独立。
15.在一些优选的实施方式中，所述boost开关单元工作在高频状态；
16.所述boost单元单个开关周期，当输入电压正相时，划分为：0-a、a-b和b-c；当输入电压反相时，boost单元的单个开关周期划分为d-e、e-f和f-g；其中，a点对应b点对应dt,c点对应单个开关周期结束点，t表示单个boost单元开关周期；代表了s1在整个开关周期中关断的时间；且0.5≤d≤1；
17.在0-a中，第一boost模块s1和第三boost模块s3导通，第二boost模块s2和第四boost模块s4截止；
18.在a-b中，第一boost模块s1和第三boost模块s3截止，第二boost模块s2和第四boost模块s4导通；
19.在b-c中，第一boost模块s1和第四boost模块s4导通，第二boost模块s2和第三boost模块s3截止；
20.输入电压负半周时，boost单元的单个开关周期划分为d-e、e-f和f-g；其中d点对应输入交流电负半周时，boost单元单个开关周期的起点，e对应(1-d)t，f对应g点对应周期结束点t；
21.在d-e中，第一boost模块s1和第四boost模块s4截止，第二boost模块s2和第三boost模块s3导通；
22.在e-f中，第一boost模块s1和第三boost模块s3导通，第二boost模块s2和第四boost模块s4截止；
23.在f-g中，第一boost模块s1和第三boost模块s3截止，第二boost模块s2和第四boost模块s4导通。
24.在一些优选的实施方式中，boost单元电路的电压情况为：
25.当输入电压为正相时，在单个boost单元开关周期内的电压情况为：
26.在boost单元工作状态的0-a中，根据伏秒平衡获得输入电感的电压为
27.在a-b中，根据伏秒平衡获得输入电感的第一输入电感电压为d表示第二boost模块s2在正半周中的预设的占空比；
28.在b-c中，根据伏秒平衡获得第二输入电感电压为(t-dt)(v
in-vc)；
29.根据伏秒平衡可知第一输入电感电压与第二输入电感电压的关系为：
30.获得电容电压vc为：0.5≤d≤1
31.其中，d表示开关s2在boost单元工作状态第一周期段中的预设的占空比，优选d＝0.5，则vc＝2v
in
；
32.当输入电压为反相时，其电压状况的计算方法与输入电压为正相时相同；
33.在一些优选的实施方式中，所述buck单元工作状态具体包括：
34.正相buck子模态和反相buck子模态；
35.正相buck单元正半周和负半周划分为：0-a2、a
2-b2、b
2-c2、d
2-e2、e
2-f2和f
2-g2；其中0-a2、a
2-b2和b
2-c2为输入电压正半周时的一个开关周期，d
2-e2、e
2-f2和f
2-g2为输入电压负半周时的一个开关周期；t2表示单个buck单元开关周期，a2点对应点，b2点对应d2t2,c2点对应单个开关周期结束点。(1-d2)t2代表了s6在整个开关周期中导通的时间；且0.5≤d2≤1；
36.在0-a2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
37.在a
2-b2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；
38.在b
2-c2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
39.输入电压为反相时，正相buck的一个开关周期为：d
2-e2、e
2-f2、和f
2-g2；
40.在d
2-e2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；
41.在e
2-f2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
42.在f
2-g2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；
43.所述反相buck单元两个开关周期划分为：0-a3、a
3-b3、b
3-c3、d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3；其中0-a3、a
3-b3和b
3-c3为输入电压为正相时反相buck单元的一个开关周期，d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3为输入电压反相时反相buck单元的一个开关周期；t2表示单个buck单元开关周期，a3点对应点，b3点对应d3t2,c3点对应单个开关周期结束点。代表了s5在整个开关周期中导通的时间；且0≤d3≤0.5
44.在0-a3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
45.在a
3-b3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；
46.在b
3-c3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；
47.所述输入电压为反相时，反相buck单元的一个开关周期为：d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3；
48.在d
3-e3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
49.在e
3-f3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；
50.在f
3-g3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通。
51.在一些优选的实施方式中，正相buck子模态电路的电压情况为：
52.在正相buck的一个开关周期中的0-a2和a
2-b2中，第一输出电感电压为：(d2t2)vo53.d2t2表示第二buck模块s6在正相buck一个开关周期的预设的占空比；
54.b
2-c2中，第二输出电感电压为：(t
2-d2t2)(v
c-vo)
55.根据伏秒平衡可知第一输出电感电压与第二输出电感电压的关系为：(d2t2)vo＝(t
2-d2t2)(v
c-vo)
56.获得第一输出电压为：vo＝(1-d2)vc0≤1-d2≤0.5
57.基于vc＝2v
in
可知：vo＝2(1-d2)v
in
58.即0≤vo≤v
in
，使第一输出电压在0至输入电压vc之间调节。
59.在一些优选的实施方式中，反相buck子模态电路的电压情况为：
60.在0-a3中，第三输出电感电压为：vod3t261.在a
3-b3中，第四输出电感电压为：
62.在b
3-c3中，第五输出电感电压为：
63.根据伏秒平衡可知第三、第四、第五输出电感间关系为：
64.获得第二输出电压为：0≤d3≤0.5
65.基于vc＝2v
in
可知：
66.由图21、图22和23可知，电流方向与之前参考方向相反，即-v
in
≤vo≤0，使第二输出电压在反相的0至输入电压vc间调节。
67.在一些优选的实施方式中，所述基于开关单元的ac-ac变换器，在三相交变电路中，可通过每个基于开关单元的ac-ac变换器设置两个buck模块实现三相电路的供电；
68.设置三路变换器，每个变换器具有两个buck子单元，可获得两个输出电压；
69.交流电压a相接一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出a1、a2；其中，a1、a2，可与a同相或与a反相，大小可调节；
70.同理可得：
71.交流电压b相一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出b1、b2；
72.交流电压c相接一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出c1、c2；
73.获得变换器输出a1、a2、b1、b2、c1和c2；
74.将获得变换器输出两两串联组合构成一个新三相电路输入电压，传输至电路的另一端，具体为：
75.c3＝a1 b1
76.b3＝a2 c1
77.a3＝c2 b2
78.通过调节a1,a2,b1,b2,c1,c2，可实现新三相电路输入电压的动态调节。
79.本发明的有益效果：
80.(1)本发明采用简单的电路拓扑实现了ac-ac转换，降低了一路ac转换为多路ac的成本，调制策略简单，无需使用rc缓冲器或软换流策略即可自然实现安全换流，从而消除了对脉宽调制死区时间的需要；
81.(2)本发明采用外部快速恢复二极管，避免了mosfet体二极管的高频导通，消除了其慢反向恢复问题和相应的功率损耗；
82.(3)该转换器在输入和输出端口之间共享一个公共接地，为无功负载提供支持，从交流电源吸取连续的正弦电流，并提供连续的输出电流；
83.(4)本发明可以代替传统dvr系统中的ac/dc/ac变换器，极大地节约了dvr系统成本。
附图说明
84.通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本技术的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
85.图1是本发明实施例中基于开关单元的ac-ac变换器的电路拓扑结构图；
86.图3是现有技术中的一种多路系统输出场景拓扑结构图；
87.图4是现有技术中一直接ac/ac变换器拓扑结构；
88.图5是boost单元工作状态中通过boost单元调制策略序列控制boost模块的导通或截止的控制策略示意图；
89.图6是输入电压正相时boost单元在单位开关周期0-a中电流情况示意图；
90.图7是输入电压正相时boost单元在单位开关周期a-b中电流情况示意图；
91.图8是输入电压正相时boost单元在单位开关周期b-t中电流情况示意图；
92.图9是输入电压反相时boost单元在单位开关周期c-d中电流情况示意图；
93.图10是输入电压反相时boost单元在单位开关周期d-e中电流情况示意图；
94.图11是输入电压反相时boost单元在单位开关周期e-f中电流情况示意图；
95.图12是优选d＝0.5时，boost单元工作状态控制策略的示意图；
96.图13是在正相buck子模态中通过buck单元调制策略序列控制buck模块的导通或截止的控制策略示意图；
97.图14是输入电压正相时正相buck单元在单位开关周期0-a2中电路中电流情况示意图；
98.图15是输入电压正相时正相buck单元在单位开关周期a
2-b2电路中电流情况示意图；
99.图16是输入电压正相时正相buck单元在单位开关周期b
2-c2电路中电流情况示意图；
100.图17是输入电压反相时正相buck单元在单位开关周期d
2-e2电路中电流情况示意图；
101.图18是输入电压反相时正相buck单元在单位开关周期e
2-f2电路中电流情况示意
图；
102.图19是输入电压反相时正相buck单元在单位开关周期f
2-g2电路中电流情况示意图；
103.图20是反相buck子模态中通过buck单元调制策略序列控制buck模块的导通或截止的控制策略示意图；
104.图21是输入电压正相时反相buck单元在单位开关周期0-a3中电路的电流情况示意图；
105.图22是输入电压正相时反相buck单元在单位开关周期a
3-b3中电路的电流情况示意图；
106.图23是输入电压正相时反相buck单元在单位开关周期b
3-c3中电路的电流情况示意图；
107.图24是输入电压反相时反相buck单元在单位开关周期d
3-e3中电路的电流情况示意图；
108.图25是输入电压反相时反相buck单元在单位开关周期e
3-f3中电路的电流情况示意图；
109.图26是输入电压反相时反相buck单元在单位开关周期f
3-g3中电路的电流情况示意图；
110.图27是实施例中两路输出时不同相的调制策略示意图；
111.图28是实施例中两路输出的电路中电流情况示意图；
112.图29是三相电源的输出电压合成示意图；
113.图30是本发明用于三相交流电源中的电路示意图；
114.图31是现有技术中的调制策略一的示意图；
115.图32是现有技术中的调制策略二的示意图。
具体实施方式
116.下面结合附图和实施例对本技术作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。
117.需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
118.本发明提供一种基于开关单元的ac-ac变换器，采用简单的电路拓扑实现了ac-ac转换，降低了一路ac转换为多路ac的成本，调制策略简单，无需使用rc缓冲器或软换流策略即可自然实现安全换流，从而消除了对脉宽调制死区时间的需要。
119.本发明的一种基于开关单元的ac-ac变换器，包括：
120.交流电输入单元、boost单元、输入电容、buck单元；
121.交流电输入单元包括输入电感；
122.输入电感依次连接boost单元、输入电容和buck单元。
123.现有的boost、buck拓扑结构用于电力系统中输出电压幅值和相位的解耦控制和闭环控制的多路系统输出场景中，需要的器件数量通常翻倍，显著增加了系统成本与导通
损耗。
124.图3为现有技术中的一种多路系统输出场景拓扑结构图，以a相为例，输入电压源有两个交流输入端口vb和vc，它们是两个直接交流变换器的输入源。柔性交流链路的输出为工频交流电压vfa，且vfa由两个直接ac/ac变换器的输出端口和lc低通滤波串联而成，具有可控且灵活的振幅和相位。但是却不得不采用大量的器件。
125.图4为现有技术中一直接ac/ac变换器拓扑结构示意图，图4中每组变换器的每个斩波支路由四个igbt和一个箝位电容器组成，用于吸收线路杂散电感中存储的能量。vlin和vrin是输入交流电压源，允许任何电压幅度和初始相位。vlin为pl段和nl段供电。vrin为nr段和pr段供电。在两个输入端口分别放置了两个输入电容器以提高输出电压的质量。输出端串联lc低通滤波器。每个交流变换器支路都有一个独立的占空比。在每个开关周期中，upl和unl分别是vlin的瞬时电压和零，upr和unr分别是vrin的瞬时电压和零。虽然该拓扑在所有四个象限中可以灵活调节输出电压振幅和相位角，但所需器件翻倍，显著增加系统成本。此外，传统的ac/ac拓扑需要双向器件，多数拓扑无法反相buck/boost，且存在不共地、输入输出电流不连续的问题。
126.为了更清晰地对本发明系统进行说明，下面结合图1对本发明实施例中各步骤展开详述。
127.本发明第一实施例的基于开关单元的ac-ac变换器，可以提供入同相buck、同相boost、反相buck和反相boost的多种工作模式，且一路交流源输出多路交流源并且输出源之间互不影响，所述变换器包括多路交流电路，每路交流电路包括：
128.交流电输入单元、boost单元、输入电容、buck单元；
129.交流电输入单元包括输入电感lin；
130.输入电感依次连接boost单元、输入电容和buck单元。
131.在本实施例中，输入电容用于储能稳定输入电压的作用，该输入电容与boost单元桥臂、buck单元桥臂并联；后方接的每一路buck子电路不会受到其他buck子电路的限制与影响。即可实现在同一时间，同一拓扑上分别对buck桥臂调制，即可输出大小方向任意的电压；
132.在本实施例中，所述boost单元为全桥非隔离电路，包括第一boost模块s1、第二boost模块s2、第三boost模块s3和第四boost模块s4；
133.其中每个boost模块可通过开关实现。如图2所示，第一boost模块s1包括开关管q1和二极管d1，第二boost模块s2包括开关管q2和二极管d2，第三boost模块s3包括开关管q3和二极管d3，第四boost模块s4包括开关管q4和二极管d4；
134.在本实施例中，所述buck单元包括至少一个buck子电路，每个buck子电路包括第一buck模块s5和第二buck模块s6，每个buck模块可通过开关实现，并在开关中间分别通过输出电感向负载输出电压。如图1所示，第一buck模块s5包括开关管q5和二极管d5，第二buck模块s6包括开关管q6和二极管d6。
135.另外的，本发明中的boost模块和buck模块均可通过开关管和连接在开关管漏极和源极的二极管实现。
136.另外的，在s5和s6之间，通过输出电感lo1分别通过输出电容和输出电阻接地。
137.本实施例中，q1-qn不限于igbt，可以是mosfet等全控型器件。
138.本发明第二实施例的基于开关单元的ac-ac变换器控制方法，应用于本发明第一实施例的所述的基于开关单元的ac-ac变换器，所述控制方法包括：
139.boost单元工作状态，通过boost单元调制策略序列控制boost模块的导通或截止，在boost单元开关周期的0-dt内由输入源向所述输入电感充电，在boost单元开关周期的dt-t段内由输入源和输入电感同时向所述输入电容供电，使输入电容的电压高于输入源电压；0-dt记为boost单元单个开关周期的0-b；
140.buck单元工作状态，通过buck单元调制策略序列控制buck模块的导通或截止，输出正相或反相电压；
141.boost单元工作状态与buck单元工作状态相互独立。
142.所述boost开关单元工作在高频状态；所述boost单元单个开关周期划分为：0-a、a-b和b-c；其中，a点对应点，b点对应dt,c点对应单个开关周期结束点，t表示单个boost单元开关周期。代表了s1在整个开关周期中关断的时间；且0.5≤d≤1
143.在0-a中，第一boost模块s1和第三boost模块s3导通，第二boost模块s2和第四boost模块s4截止；
144.在a-b中，第一boost模块s1和第三boost模块s3截止，第二boost模块s2和第四boost模块s4导通；
145.在b-c中，第一boost模块s1和第四boost模块s4导通，第二boost模块s2和第三boost模块s3截止；
146.输入电压负半周时，boost单元的单个开关周期划分为d-e、e-f和f-g；其中d点对应输入交流电负半周时，boost单元单个开关周期的起点，e对应了(1-d)t点，f对应了点，g点对应周期结束点t
147.在d-e中，第一boost模块s1和第四boost模块s4截止，第二boost模块s2和第三boost模块s3导通；
148.在e-f中，第一boost模块s1和第三boost模块s3导通，第二boost模块s2和第四boost模块s4截止；
149.在f-g中，第一boost模块s1和第三boost模块s3截止，第二boost模块s2和第四boost模块s4导通。
150.在本实施例中，以交流输入正半周的电压情况为例，boost单元电路在一个开关周期内的电压情况为：
151.在boost单元工作状态的0-a中，根据伏秒平衡获得输入电感的电压为在boost单元工作状态的0-a中电流情况如图6所示；
152.在a-b中，根据伏秒平衡获得输入电感的第一输入电感电压为boost单元工作状态的a-b中电流情况如图7所示；d表示第二boost模块s2在正半周中的预设的占空比；
153.在b-c中，根据伏秒平衡获得第二输入电感电压为(t-dt)(v
in-vc)；boost单元工作
状态b-c的电流情况如图8所示；
154.根据伏秒平衡可知第一输入电感电压与第二输入电感电压的关系为：
155.获得电容电压vc为：0.5≤d≤1
156.其中，d表示开关s2在boost单元工作状态第一周期段中的预设的占空比，优选d＝0.5，则vc＝2v
in
。
157.buck单元工作状态，通过buck单元调制策略序列控制buck模块的导通或截止，可通过不同调制策略输出正相或反相电压；
158.boost单元工作状态与buck单元工作状态相互独立。
159.如图13所示，在正相buck子模态中，将正相buck单元两个开关周期划分为：0-a2、a
2-b2、b
2-c2、d
2-e2、e
2-f2和f
2-g2；其中0-a2、a
2-b2和b
2-c2为输入电压为正相时的一个开关周期，d
2-e2、e
2-f2和f
2-g2为输入电压为反相时的一个开关周期；t2表示单个buck单元开关周期，a2点对应点，b2点对应d2t2,c2点对应单个开关周期结束点。(1-d2)t2代表了s6在整个开关周期中导通的时间；且0.5≤d2≤1；在本实施例中，t＝t2，但可根据需要，给t和t2设置不同的值以达到不同的变换效果。
160.所述正相buck在输入正相电压时的一个开关周期内：
161.在0-a2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；正相buck在开关周期0-a2内，电路中电流情况如图14所示；
162.在a
2-b2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；正相buck在开关周期a2-b2内，电路中电流情况如图15所示；
163.在b
2-c2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；正相buck在开关周期b2-c2内，电路中电流情况如图16所示；d2t表示开关s6的预设的占空比；
164.所述正相buck在输入电压为反相时的一个开关周期为：d
2-e2、e
2-f2、和f
2-g2；
165.在d
2-e2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；正相buck在开关周期d
2-e2内，电路中电流情况如图17所示；
166.在e
2-f2中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；正相buck在开关周期e
2-f2内，电路中电流情况如图18所示；
167.在f
2-g2中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；正相buck在开关周期f
2-g2内，电路中电流情况如图19所示；
168.在本实施例中，以输入电压正半周时为例，正相buck子模态电路的电压情况为：
169.在正相buck的开关周期0-a2和a
2-b2中，第一输出电感电压为：(d2t2)vo170.d2t2表示第二buck模块s6在正相buck开关周期中预设的占空比；且0≤1-d2≤1；b
2-c2中，第二输出电感电压为：
(t
2-d2t2)(v
c-vo)
171.根据伏秒平衡可知第一输出电感电压与第二输出电感电压的关系为：(d2t2)vo＝(t
2-d2t2)(v
c-vo)
172.获得第一输出电压为：vo＝(1-d2)vc0≤1-d2≤0.5
173.基于vc＝2v
in
可知：vo＝2(1-d2)v
in
即0≤vo≤v
in
，使第一输出电压在0至输入电压vc之间调节。
174.所述反相buck单元两个开关周期划分为：0-a3、a
3-b3、b
3-c3、d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3；其中0-a3、a
3-b3和b
3-c3输入电压为正相时的一个开关周期，d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3为输入电压负半周时的一个开关周期；t2表示单个buck单元开关周期，a3点对应点，b3点对应d3t2,c3点对应单个开关周期结束点。代表了s5在整个开关周期中导通的时间；且0≤d3≤0.5
175.在0-a3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；反相buck在开关周期0-a3内，电路的电流情况如图21所示；
176.在a
3-b3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；反相buck在开关周期a
3-b3内，电路的电流情况如图22所示；
177.在b
3-c3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；反相buck在开关周期b
3-c3内，电路的电流情况如图23所示；
178.所述输入电压为反相时，反相buck单元的一个开关周期为：d
3-e3、e
3-f3和f
3-g3；
179.在d
3-e3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；反相buck在开关周期d
3-e3内，电路的电流情况如图24所示；
180.在e
3-f3中，第一buck模块s5导通，第二buck模块s6截止；反相buck在开关周期e
3-f3内，电路的电流情况如图25所示；
181.在f
3-g3中，第一buck模块s5截止，第二buck模块s6导通；反相buck在开关周期f
3-g3内，电路的电流情况如图26所示。
182.在本实施例中，以输入电压正半周时为例，反相buck子模态电路的电压情况为：
183.在0-a3中，第三输出电感电压为：vod3t2184.在a
3-b3中，第四输出电感电压为：
185.在b
3-c3中，第五输出电感电压为：
186.根据伏秒平衡可知第三、第四、第五输出电感电压的关系为：
187.获得第二输出电压为：0≤d3≤0.5
188.基于vc＝2v
in
可知：
189.即-v
in
≤vo≤0，使第二输出电压在反相的0至输入电压vc间调节。
190.固定s1、s2、s3、s4的调制策略，可以并入一个至多个降压单元电路，通过不同的控制策略达到一路ac输出多路不同ac的效果。
191.本发明所述的boost单元的s1/s2/s3/s4与buck单元的s5/s6的控制相互独立；比如都是正相降压状态中，若要实现0.9倍
→
0.5倍降压，只需要调整s5和s6的导通占空比即可实现改变降压倍率，boost模块可不做调整且boost模块的各电容电压不变。综上所述，本实施例提出的电路拓扑，可通过不同的调制策略控制boost单元或buck单元，无论是正相输出或是反相输出，均可通过独立地改变s5和s6而不对boost单元进行改动实现。
192.本发明的第三实施例，将所述基于开关单元的ac-ac变换器应用于三相交变电路中，可通过每个基于开关单元的ac-ac变换器设置两个buck模块实现三相电路的供电；
193.目前直接式交流交流变换(即本实施例中的拓扑)使用在电力系统输电线路间的电压控制时，变换器输出电压uo的振幅和相位是耦合的，很难同时独立地实现控制输出电压幅值和相位，所以采用两相电压相加矢量合成的方法控制。
194.a、b、c三相电源的输出电压合成示意图如图19所示，新合成的电压在圆内，即相位，幅值可控性很强，本发明拓扑可以将一路ac变换成多路ac，该拓扑的每组变换器只需要带两路ac源，例如a相交流源经本ac变换器可以产生两路互不干扰的a相电源，其幅值为[-1,1]倍的ua，同样地，b相、c相也能分别产生两路互不干扰幅值为[-1,1]倍的ub、uc，再将一路ua与一路ub串联，即可得到新的c相电源，将另外一路ua与uc串联，即可得到新的b相电源，将一路ub与uc串联，即可得到新的a相电源如图20所示；并且新生成的a、b、c相电源均可灵活调节。
[0195]
设置三路变换器，每个变换器具有两个buck子单元，可获得两个输出电压，单路变换器的导通情况如图18所示；
[0196]
在图18中，输入一路交流电源，只需分别调制每组输出桥臂的全控器件，即可得到不同倍数和方向的输出电压；即固定s1、s2、s3、s4的调制策略，可以并入一个至多个降压单元电路，通过不同的控制策略达到输入一路ac输出多路不同ac的效果；
[0197]
交流电压a相接一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出a1、a2；其中，a1、a2，可与a同相或与a反相，大小可调节；
[0198]
同理可得：
[0199]
交流电压b相一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出b1、b2；
[0200]
交流电压c相接一路基于开关单元的ac-ac变换器，变换器输出c1、c2；
[0201]
获得变换器输出a1、a2、b1、b2、c1和c2；
[0202]
将获得变换器输出两两组合构成一个新的输入，再加到电力线路的另一端，即可实现动态电压调节；具体为：
[0203]
c3＝a1 b1
[0204]
b3＝a2 c1
[0205]
a3＝c2 b2
[0206]
且如图19，通过调节a1,a2,b1,b2,c1,c2，可实现新三相电路输入电压的动态调节。
[0207]
与其他方案相比，本实施例所使用器件较少，结构简单，将拓扑应用于电力系统动态电压调节场景时，其他方案的拓扑需要两套拓扑串联。因为一套拓扑只能输出一路交流，但是该拓扑可以一套拓扑，输出多路交流，节约了器件，且输出可调节范围广，每个输出不受其他输出影响。
[0208]
对比现有技术中的对电路调制策略的方法，现有技术调制策略一如图21所示，现有技术调制策略二如图22所示；现有技术调制策略一中，s3/s4使用工频信号，s5/s6使用占空比为da的高频信号，s1/s2使用占空比为db的高频信号；电压增益为现有技术调制策略二s1/s2/s5/s6使用工频信号，s3/s4使用占空比为dc的高频信号，只能实现反相升降压，电压增益为：
[0209]
这两种调制策略可以实现同相升降压或者反相升降压的一种，不能同时做到同相和反相变换。在应用于两根线路中电压的动态调节场景时，传统的动态调节系统也就是dvr(动态电压恢复)系统其原理是基于ac-dc-ac变换电路。相比之下ac-dc-ac系统具有大型电解电容。成本高，易损坏。所以本实施例提出一种新型ac-ac拓扑，可以构成新的动态调节器的拓扑电路。但是直接ac-ac变换电路变换器输出电压uo的振幅和相位是耦合的，很难同时独立地实现控制输出电压幅值和相位，所以又要采用两相电压相加矢量合成的方法控制，为了达到灵活控制，输出电压大小方向需要灵活，现有技术的调制策略不支持解决该问题。本实施例拓扑及调制策略可以很好地解决该问题使用本拓扑应用在该场景时，每输出两路变换只需要8只开关器件。相比于其他拓扑或者调制策略，都需要至少12只以上的开关器件。
[0210]
所属技术领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的存储装置、处理装置的具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
[0211]
术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。
[0212]
术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。
[0213]
至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域
技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征做出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。