一种集成电路模数转换芯片参数测试方法与测试系统与流程

1.本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种非相干采样下集成电路模数转换芯片参数测试方法和测试系统。


背景技术：

2.模数转换器(analog-to-digital converter,adc)是一种标准的混合信号集成电路，它可将输入的模拟信号经过采样量化后转化为数字信号。随着集成技术的不断进步，adc也不断向着高精度与高速发展，从而满足雷达或者其它精密仪器对模拟量转化为数字量在速度和精度上的需求。随之而来的大量芯片的生产需要严格的测试技术把关，低成本且精确的测试技术成为研究热点。
3.由于频谱中包含了adc的自身谐波功率、噪声功率等信息，因此adc频谱测试可以有效反应其动态性能。通常用高精度纯净的正弦波作为adc的模拟输入量，通过对其数字量输出做快速傅里叶变换(fast fourier transform,fft)，随后根据频谱中的信息计算出信噪比(signal to noise ratio,snr)、总谐波失真(total harmonic distortion,thd)、无杂散动态范围(spurious free dynamic range,sfdr)、信噪失真比(signal to noise and distortion ratio,sndr)以及有效位数(effective number of bits,enob)等动态参数。
4.应用fft计算频谱，测试信号源需要具备较高的频率精度，以满足相干采样的条件，避免频谱泄漏。频谱泄漏是由于计算机需对无限长的模拟信号进行截断，在非相干采样条件下，所截取的信号并不是一个完整周期信号，不能代表实际信号。将截取信号进行周期延拓后，一个截取周期的信号末端与下一个截取周期的信号始端不连续，此时计算机只能认为该不连续点是一个跳变点，使用一条垂线将两端连接在一起，从而在信号中引入了其它频率分量，此时求其信号频谱，就会产生很严重的频谱泄漏现象。
5.而在实际工程中，为满足相干采样条件需要不断调整信号源频率，由此增加来了测试时间，提高了测试成本。


技术实现要素：

6.发明目的：针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种集成电路模数转换芯片参数测试方法和测试系统，当为待测adc提供输入的正弦信号源频率精度不高而产生频谱泄漏时，可以有效的恢复其在相干采样下的频谱。
7.技术方案：本发明一方面公开了一种集成电路模数转换芯片参数测试方法，包括步骤：
8.s1、采用二重卷积窗函数对adc的输出信号x(n)进行加权移位相加，得到截取信号y(m)；所述输出信号x(n)为非相干采样下向待测adc输入正弦信号后的输出信号；n＝1,2,
…
,4m-1；
9.所述二重卷积窗函数由长度为m的汉宁窗进行两次自卷积和两端补零后得到，具体包括：
10.s11、汉宁窗进行两次自卷积：
11.dc(n)＝(hann(n)*hann(n))*(hann(n)*hann(n))
12.其中rm(n)为长度为m的门函数；*表示信号的卷积运算；
13.s12、对自卷积后的窗函数进行两端补零：
[0014][0015]
w(n)为二重卷积窗函数中第n个权值；
[0016]
s13、对x(n)进行加权移位，得到截取信号y(m)：
[0017][0018]
s2、对截取信号y(m)进行频谱分析，计算adc的动态参数。
[0019]
进一步地，所述步骤s2中对截取信号y(m)进行dft得到频域信号y(k)：
[0020]
j为虚数单位；
[0021]
从y(k)中得到基波功率、谐波功率、杂散功率和噪声功率，计算出adc各项动态参数。
[0022]
进一步地，对频域信号y(k)进行谐侧采样点功率校正后获取基波、谐波和噪声功率；具体为：
[0023]
基波频率点、以及基波频率点左右共4个频率点的功率之和为基波功率ps；
[0024]
k次谐波频率点、以及k次谐波频率点相邻的一个频率点的功率之和为k次谐波的功率pd(k)；k次谐波的功率之和为谐波功率pd：
[0025]
pd(k)的最大值为杂散功率p
dmax
：
[0026]
频域信号总功率减去直流功率、基波功率和谐波功率后得到噪声功率pn。
[0027]
进一步地，所述动态参数包括：
[0028]
信噪比：
[0029]
总谐波失真：
[0030]
无杂散动态范围：
[0031]
信噪失真比：
[0032]
有效位数：
[0033]
进一步地，m的取值为8192，即adc输出信号长度为32767。
[0034]
另一方面，本发明还公开了实现上述集成电路模数转换芯片参数测试方法的测试系统，包括：
[0035]
加权移位相加模块1，用于采用二重卷积窗函数对adc的输出信号x(n)进行加权移位相加，得到截取信号y(m)：
[0036][0037]
所述输出信号x(n)为非相干采样下向待测adc输入正弦信号后的输出信号；n＝1,2,
…
,4m-1；
[0038]
w(n)为二重卷积窗函数中第n个权值，
[0039][0040]
其中dc(n)＝(hann(n)*hann(n))*(hann(n)*hann(n))，
[0041]rm
(n)为长度为m的门函数；*表示信号的卷积运算；
[0042]
动态参数计算模块2，用于对截取信号y(m)进行频谱分析，计算adc的动态参数。
[0043]
进一步地，动态参数计算模块2中对截取信号y(m)进行dft得到频域信号y(k)：
[0044]
j为虚数单位；
[0045]
从y(k)中得到基波功率、谐波功率、杂散功率和噪声功率，计算出adc各项动态参数。
[0046]
进一步地，所述动态参数计算模块2中还包括谐侧采样点校正模块2-1，所述谐侧采样点校正模块2-1用于对频域信号y(k)进行谐侧采样点功率校正后获取基波、谐波和噪声功率；具体为：
[0047]
基波频率点、以及基波频率点左右共4个频率点的功率之和为基波功率ps；
[0048]
k次谐波频率点、以及k次谐波频率点相邻的一个频率点的功率之和为k次谐波的功率pd(k)；k次谐波的功率之和为谐波功率pd：
[0049]
pd(k)的最大值为杂散功率p
dmax
：
[0050]
频域信号总功率减去直流功率、基波功率和谐波功率后得到噪声功率pn。
[0051]
本发明还公开了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述集成电路模数转换芯片参数测试方法。
[0052]
本发明还公开了一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述集成电路模数转换芯片参数测试方法。
[0053]
有益效果：与现有技术相比，本发明公开集成电路模数转换芯片参数测试方法和测试系统具有如下优点：
[0054]
1、将汉宁窗进行两次自卷积，生成二重卷积窗，该窗函数具有更低的第一旁瓣高度和更快的旁瓣衰减速度。非相干采样下，adc采集的信号在时域与二重卷积窗相乘后，其信号边缘更为平滑，时域上的呈现更接近周期信号。
[0055]
将二重卷积窗两端进行补零，使其长度与adc采集的数据相等，随后进行全相位fft的移位相加计算，使其将原来的信号中心翻转至边缘，而原始边缘拼接起来置于一个截取周期的中心，从而在一个截断周期内信号两端呈现完整的周期性，可以更好的衔接下一段截取周期，有效抑制频谱泄漏。
[0056]
2、在计算信号的功率时，采用谐侧采样点功率校正，求得谐侧采样点校正后的各项功率值。在基波功率计算中，除基波频点外，加入基波旁的谐侧采样点，进而共同计算有用信号功率(即基波频点与基波旁的谐侧采样点的功率之和)。同理，谐波功率也加入谐波旁的谐侧采样点功率。而噪声功率应将这些点排除在外。经过校正，可有效解决加窗后信号的微小泄漏所引起的各功率之间相对关系错乱的现象。
附图说明
[0057]
图1为非相干采样下引发的频谱泄漏现象示意图；
[0058]
图2为实施例1公开的集成电路模数转换芯片参数测试方法的流程图；
[0059]
图3为二重卷积层频谱图；
[0060]
图4为引入二重卷积窗函数的全相位fft示意图；
[0061]
图5为非相干采样下二重卷积窗函数全相位处理后的时域信号图；
[0062]
图6为实施例1公开的集成电路模数转换芯片参数测试系统的示意图；
[0063]
图7为实施例2公开的集成电路模数转换芯片参数测试方法的流程图；
[0064]
图8为实施例2公开的集成电路模数转换芯片参数测试系统的示意图；
[0065]
图9为本发明公开的计算机设备的组成示意图。
具体实施方式
[0066]
下面结合附图和具体实施方式，进一步阐明本发明。
[0067]
实施例1：
[0068]
一般情况下，对模数转换芯片进行参数测试时，应用fft计算频谱，输入到adc芯片的测试信号源需要具备较高的频率精度，以满足相干采样的条件。相干采样下输入信号频率f
signal
需满足下式：
[0069][0070]
其中，f
sample
为adc采样频率，m为采样周期数，n
sample
为采样点个数。为确保所有采样均有效，避免出现冗余采样，通常要求m与n
sample
互质。但实际工程中几乎不可能完全做到相干采样，即使信号源输入到adc的正弦波频率非常接近f
signal
，也需要高频率精度信号源和不断的校正工作。而f
signal
不满足上式的情况称为非相干采样。
[0071]
由于计算机需对无限长的模拟信号进行截断，在非相干采样条件下，所截取的信号并不是一个完整周期信号，不能代表实际信号。将截取信号进行周期延拓后，一个截取周期的信号末端与下一个截取周期的信号始端不连续，此时计算机只能认为该不连续点是一
个跳变点，使用一条垂线将两端连接在一起，从而在信号中引入了其它频率分量。此时输入信号可表示为下式的形式：
[0072][0073]
其中，f
in
为非相干采样下输入信号频率，ε为非相干程度，取值为[-0.5,0.5]。在频域上，非相干采样会导致除输入信号采样频率的整数倍处，其它采样点也均不为0，根据能量守恒定律，即信号基频与各谐波的能量泄漏到其它频率分量处，该现象如附图1所示。
[0074]
为解决在信号源频率精度不高而出现频谱泄漏问题，本发明提供了一种集成电路模数转换芯片参数测试方法，如图2所示，包括步骤：
[0075]
s1：非相干采样下，输入到待测adc的正弦信号x(t)可表示为：
[0076]
x(t)＝asin(2πf
in
t φ)
[0077]
其中，a表示输入信号幅度，f
in
为非相干采样下的输入信号频率，φ为输入正弦信号的相位。
[0078]
adc对上述输入信息进行采样，输出数字信号x(n)；n＝1,2,
…
,4m-1，即adc输出信号的长度为4m-1。
[0079]
构建二重卷积窗函数，所述二重卷积窗函数由长度为m的汉宁窗进行两次自卷积和两端补零后得到，具体包括：
[0080]
s11、汉宁窗进行两次自卷积：
[0081]
dc(n)＝(hann(n)*hann(n))*(hann(n)*hann(n))
[0082]
其中rm(n)为长度为m的门函数；*表示信号的卷积运算。
[0083]
s12、汉宁窗hann(n)的长度为m，经过两次自卷积后，其长度为4m-3，为了使其与x(n)长度相同，在两端各补一个零，最终长度为4m-1，即：
[0084][0085]
w(n)为二重卷积窗函数中第n个权值；二重卷积窗频谱图如附图3所示，其第一旁瓣高度以及旁瓣衰减速度均远远优于汉宁窗。
[0086]
s13、为进一步增强截断周期内信号的周期特性，引入全相位fft(apfft)的方法。将二重卷积窗函数与apfft相结合，具有更好的频谱泄漏抑制作用。本发明的改进全相位fft原理如附图4所示。二重卷积全相位fft在做fft之前，实则是将采样数据进行移位相加，最终将原来的信号中心翻转至边缘，而原始边缘拼接起来置于一个截取周期的中心，从而在一个截断周期内信号两端呈现完整的周期性，可以更好的衔接下一段截取周期，此时一个截取周期内的信号如附图5所示。该过程表示为：
[0087][0088]
由此得到截取信号y(m)，0≤m＜2m；
[0089]
业界通常在adc芯片输出16384个信号后，对这些输出信号点进行频谱分析。本实
施例中为了合理设计二重卷积窗，令m的取值为8192，即adc输出信号长度为32767。
[0090]
s2、对截取信号y(m)进行频谱分析，计算adc的动态参数；
[0091]
本实施例中，对截取信号y(m)进行dft得到频域信号y(k)：
[0092]
j为虚数单位；
[0093]
从y(k)中得到基波功率ps、谐波功率pd、杂散功率p
dmax
和噪声功率pn，计算出adc各项动态参数；所述动态参数包括：
[0094]
信噪比：
[0095]
总谐波失真：
[0096]
无杂散动态范围：
[0097]
信噪失真比：
[0098]
有效位数：
[0099]
实现上述测试方法的测试系统，以及与待测试adc的连接方式如图6所示，包括：
[0100]
加权移位相加模块1，用于根据步骤s1采用二重卷积窗函数对adc的输出信号x(n)进行加权移位相加，得到截取信号y(m)：
[0101][0102]
所述输出信号x(n)为非相干采样下向待测adc输入正弦信号后的输出信号；n＝1,2,
…
,4m-1；
[0103]
w(n)为二重卷积窗函数中第n个权值，
[0104][0105]
其中dc(n)＝(hann(n)*hann(n))*(hann(n)*hann(n))，
[0106]rm
(n)为长度为m的门函数；*表示信号的卷积运算；
[0107]
动态参数计算模块2，用于根据步骤s2对截取信号y(m)进行频谱分析，计算adc的动态参数；其中对截取信号y(m)进行dft得到频域信号y(k)：
[0108]
j为虚数单位；
[0109]
从y(k)中得到基波功率、谐波功率、杂散功率和噪声功率，计算出adc各项动态参数。
[0110]
实施例2：
[0111]
实施例1中对adc输出信号采用二重卷积窗函数做了加窗处理，该处理会引起基波与谐波上的微小泄漏，该微小泄漏会使频谱中的噪声功率相对上升。针对此问题，本实施例采用谐侧采样点功率校正方法对经过fft计算后的数据进行频谱分析，对其中的各项功率应用谐侧采样点进行校正，如图7所示，具体步骤为：
[0112]
(1)计算基波功率：
[0113]
基波频率点、以及基波频率点左右共4个采样点的功率之和为基波功率ps；即将基波频率点以及其附近的4个采样点都纳入到基波功率计算范围内。
[0114]
以图1中的非相干采样为例，其基波频率为0.025mhz，单边谱带宽为0.125mhz。如实施例1中计算得到的频谱y(k)有2m(即16384)个频率点，可以计算得到基波频率点为：0.025/0.125＝0.2，0.2*16384＝3276.8≈3277，即k＝3277处为基波频率点。基波功率即将3277左右的3275、3276、3278、3279这四个频率点的功率都纳入ps中。
[0115]
(2)计算k次谐波功率，k＝2,3，
…
,2m-1：
[0116]
对于谐波，虽然其幅值远远小于基波，但在很多adc中，其幅值也会稍大于噪声基底。基于实验发现，对于谐波功率，如果只考虑谐波频率点处的功率，得到的谐波功率和杂散功率会小于相干采样下谐波功率；如果将谐波频率点最近的一个采样点功率考虑在内，得到的谐波功率和杂散功率增大，但精度更接近相干采样，因此，本实施例将k次谐波频率点、以及k次谐波频率点相邻的一个采样点的功率之和作为k次谐波的功率pd(k)；
[0117]
pd(k)的计算与ps类似，根据k次谐波的频率计算出k次谐波频率点k
′
，将k
′
相邻的频率点k
′‑
1或k
′
1的功率纳入pd(k)中：
[0118]
pd(k)＝y(k
′
) y(k
′‑
1)或pd(k)＝y(k
′
) y(k
′
1)。
[0119]
k次谐波的功率之和为谐波功率pd：
[0120]
pd(k)的最大值为杂散功率p
dmax
：
[0121]
频域信号总功率减去直流功率、基波功率和谐波功率后得到噪声功率pn。
[0122]
相应地，本实施例在动态参数计算模块2中增加谐侧采样点校正模块2-1来对频域信号y(k)进行谐侧采样点功率校正后按上述步骤获取基波功率、谐波功率、杂散功率和噪声功率，如图8所示。
[0123]
本发明还公开了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如上述实施例中所述的集成电路模数转换芯片参数测试方法。
[0124]
本发明还公开了一种计算机设备，如图9所示，包括处理器901、存储器902及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上述实施例中所述的集成电路模数转换芯片参数测试方法。