一种基于差分运放控制的电流镜电路的制作方法

1.本发明属于电子电路技术改进领域，尤其涉及一种基于差分运放控制的电流镜电路。


背景技术：

2.植入式神经电刺激是通过输出电信号刺激不同的神经靶点，以恢复人体机能正常运作的新兴电子医疗方法。这种方法已被证实对包括帕金森氏症、癫痫、视网膜感光细胞凋亡失明等疾病具有确切的疗效。神经电刺激的输出电信号分为电压或电流两种方式。电流型电刺激有2个特征：1、输出电流幅度可调，便于模拟压强、光照、力度等物理量；2、输出负载变化范围较大，原因是不同的接触方式、不同的生理组织以及个体差异导致阻抗不同。
3.产生确定数值输出电流的电路通常采用电流镜实现。传统电流镜的一种实现结构由两个尺寸成比例的nmos组成，它们的源极共同连接到地，栅极连接在一起，输入nmos的漏、栅极短接作为参考电流输入极，参考电流产生的栅源电压使得输出nmos的漏极产生等比例的输出电流。传统电流镜结构存在两个应用局限，一是当负载电阻变化较大时其输出电流的镜像比例精度差，二是输入参考电流数值变化时其输出电流的镜像比例精度差。这些局限产生的原因来自于其简单的电路结构，该结构的问题一是等效输出电阻较小，二是镜像mos对管的vds不一致，如图1所示。
4.为解决上述问题，一项美国专利（us7622993b2）提出一种使用单端运放结合输出cascode管的电路，见图2所示。
5.已有技术在输出支路增加了一个cascode管m3，并且使用单端运算放大器控制cascode管m3的栅极，形成负反馈结构，增大了等效输出电阻，并且使镜像mos对管的vds一致性变好。
6.已有技术的输入支路使用pmos管m4做输入管，m4的栅极接地，m4的源极连输入电流及镜像输入管nmos管m1的栅极，m4的漏极和m1的漏极相连。输入支路分压点电压vx3由nmos管m1和pmos管m4的vds比值构成，因为nmos管和pmos管的阈值电压、沟道长度调制系数、跨导系数都不同，而nmos管m1和pmos管m4两管的栅源电压vgs、源漏电流ids相同，当输入电流iref发生变化时，分压点电压vx3会随之变化。vx3的变化会引起输出通路的单端运放的输出端较大幅度变化，以保证输出通路cascode管的稳定工作。
7.已有技术存在电流镜所需芯片面积较大问题。由于使用单端运放结合单个输出cascode管的电路，在输入支路采用pmos管，因为要对pmos、nmos管进行隔离布局，所以与全部使用同类mos管的结构相比存在芯片面积较大的问题。
8.已有技术存在内部节点变化幅度大，不适用于低电源电压（如1.8v）问题。当输入电流iref发生变化时，镜像mos对管m1与m2的vds、单端运放的输出端都会大幅度变化。当输入参考电流变化动态范围较大或电源电压较低时，单端运放的输出端摆幅范围有限，当上述单端运放输出端的大幅度变化被电源电压限制而达不到应有值时，其输出电流的镜像比例精度就变差。


技术实现要素：

9.本发明的目的在于提供一种基于差分运放控制的电流镜电路，旨在解决使用单端运放结合单个输出cascode管的电路，存在输入和输出两条镜像支路不对称问题、存在电流镜所需芯片面积较大问题以及输入支路分压点电压vy3不稳定的技术问题。
10.本发明是这样实现的，一种基于差分运放控制的电流镜电路，所述基于差分运放控制的电流镜电路包括差分放大单元、跟踪单元及镜像电流源单元；所述镜像电流源单元包含基本电流源对管和cascode对管；所述差分运放的输入端连接基础电流源对管的漏极，差分运放的输出端分别连接cascode对管的栅极；所述跟踪单元的输入端及所述镜像电流源单元的输入端、栅端连接参考电流输入点，跟踪单元的输出端连接差分运放的共模输入端。
11.本发明的进一步技术方案是：所述镜像电流源单元包括基础镜像电流源模块及负反馈模块，所述基础镜像电流源模块的输入端连接所述降压模块的输出端。
12.本发明的进一步技术方案是：所述基础镜像电流源模块包括mos管m1及mos管m2，所述mos管m1的栅极连接所述mos管m2的栅极，所述mos管m2的源极及mos管m1的源极分别接地。
13.本发明的进一步技术方案是：所述降压模块包括mos管m3及mos管m4，所述mos管m3的源极连接所述mos管m1的漏极，所述mos管m4的源极连接所述mos管m2的漏极。
14.本发明的进一步技术方案是：所述放大单元采用的是全差分运算放大器op，所述全差分运算放大器op的负输入端vi_n分别连接所述mos管m1的漏极及mos管m3的源极，所述全差分运算放大器op的正输入端vi_p分别连接所述mos管m2的漏极及mos管m4的源极，所述全差分运算放大器op的正输出端vo_p连接所述mos管m3的栅极，所述全差分运算放大器op的负输出端vo_n连接所述mos管m4的栅极，所述全差分运算放大器op的共模电平vcom连接跟踪单元的输出端。
15.本发明的进一步技术方案是：所述跟踪单元采用直接连接方式连接。
16.本发明的进一步技术方案是：所述跟踪单元包括mos管m_f及电阻r_f，所述电阻r_f的一端连接所述mos管m_f的源极。
17.本发明的进一步技术方案是：所述mos管m5采用的是pmos管。
18.本发明的有益效果是：采用差分运放控制双cascode管的镜像电流镜电路，当输入电流iref发生变化时，镜像mos对管的vds、运放的输出端只有较小的变化幅度，从而实现输入参考电流在大动态范围内变化时镜像电路仍保持高精度的镜像比例，提高电路对较低电源电压的适用性，降低电流镜对管所需面积。
附图说明
19.图1是传统电流镜的结构示意图。
20.图2是已有技术电流镜结构示意图。
21.图3是本发明实施例提供的采用差分运放控制双cascode管的镜像电流镜电路的电气原理图。
22.图4是本发明实施例提供的输出/输入电流比值随参考电流变化曲线，电源电压为5v、理想比值a=2的示意图。
23.图5是本发明实施例提供的输出/输入电流比值随参考电流变化曲线，电源电压为1.8v、理想比值a=2的示意图。
24.图6是本发明实施例提供的各节点电压随参考电流变化曲线，电源电压为1.8v的示意图。
25.图7是本发明实施例提供的跟踪单元两种方式的电气原理图。
具体实施方式
26.已有技术使用单端运放结合单个输出cascode管的电路，存在输入和输出两条镜像支路不对称问题、存在电流镜所需芯片面积较大问题以及输入支路分压点电压vy3不稳定的问题。当输入参考电流变化动态范围较大或电源电压较低时，单端运放的输出端摆幅范围有限，当上述单端运放输出端的大幅度变化被电源电压限制而起不到负反馈左右，其输出电流的镜像比例精度就变差。
27.为解决这个问题，本发明提出一个采用差分运放控制双cascode管的镜像电流镜电路，当输入电流iref发生变化时，镜像mos对管的vds、运放的输出端只有较小的变化幅度，从而实现输入参考电流在大动态范围内变化时镜像电路仍保持高精度的镜像比例，提高电路对较低电源电压的适用性，降低电流镜对管所需面积。
28.如图3所示，本发明提供的基于差分运放控制的电流镜电路，所述基于差分运放控制的电流镜电路包括差分放大单元、跟踪单元及镜像电流源单元，所述镜像电流源单元包含基本电流源对管和cascode对管；所述差分运放的输入端连接基础电流源对管的漏极，差分运放的输出端分别连接cascode对管的栅极；所述跟踪单元的输入端及所述镜像电流源单元的输入端、栅端连接参考电流输入点，跟踪单元的输出端连接差分运放的共模输入端；所述跟踪单元的输入端及所述镜像电流源单元的输入端分别连接参考电流输入点，所述镜像电流源单元的输出端连接所述放大单元的输入端，所述放大单元的输出端分别连接所述镜像电流源单元的输入端及跟踪电流的输出端。
29.所述镜像电流源单元包括基础镜像电流源模块及负反馈模块，所述基础镜像电流源模块的输入端连接所述降压模块的输出端。
30.所述基础镜像电流源模块包括mos管m1及mos管m2，所述mos管m1的栅极连接所述mos管m2的栅极，所述mos管m2的源极及mos管m1的源极分别接地。
31.所述降压模块包括mos管m3及mos管m4，所述mos管m3的源极连接所述mos管m1的漏极，所述mos管m4的源极连接所述mos管m2的漏极。m3/m4是共源共栅管，作用是降低输入输出变化对基础电流镜漏源电压影响。
32.所述放大单元采用的是全差分运算放大器op，所述全差分运算放大器op的负输入端vi_n分别连接所述mos管m1的漏极及mos管m3的源极，所述全差分运算放大器op的正输入端vi_p分别连接所述mos管m2的漏极及mos管m4的源极，所述全差分运算放大器op的正输出端vo_p连接所述mos管m3的栅极，所述全差分运算放大器op的负输出端vo_n连接所述mos管m4的栅极。
33.所述跟踪单元采用直接连接方式连接。
34.所述跟踪单元包括mos管m_f及电阻r_f，所述电阻r_f的一端连接所述mos管m_f的源极。
35.所述mos管m5采用的是pmos管。
36.一个采用差分运放控制双cascode管的镜像电流镜电路，电路结构描述如下，如图3所示，该电路包含4个nmos管m1~4，一个全差分运算放大器op、一个跟踪电路；m1与m2构成基础镜像电流源，m1栅极、m2栅极、m3漏极、参考电流输入点、跟踪电路的输入点相连；m1源极和m2源极共同接地；m1漏极、m3源极与op的负输入端vi_n相连； m2漏极、m4源极与op的正输入端vi_p相连；m3的栅极与op的正输出端vo_p相连；m4的栅极与op的负输出端vo_n相连；跟踪电路的输出点连接差分运放的共模输入点vcom；m3的漏极是输入参考电流端口；m4的漏极是输出参考电流端口。
37.本发明工作原理描述如下：当输入电流iref从小变大，vgs随着变大，通过跟踪电路使得vcom也在逐渐变大；跟踪电路采用直接相连或电压跟随结构，使得跟踪电路的输入和输出电压变化趋势一致；输入支路，输入cascode管m3、全差分的运放负输入端vi_n与正输出端vo_p构成负反馈结构；输出支路，输出cascode管m4、全差分的运放正输入端vi_p与负输出端vo_n构成负反馈结构；当输入电流iref从小变大时，输入、输出双支路的负反馈结构及跟踪电路能够探测全差分运放的输入端差值，并转换为差分电压输出，进行负反馈；当输入电流iref从小变大时，输入、输出双支路的负反馈结构及跟踪电路使得全差分运放的输入端差值很小；当输入电流iref从小变大时，输入、输出双支路的负反馈结构及跟踪电路使得全差分运放的输出端对地的幅度变化值较小；输入电流iref能在更大动态范围内变化，镜像电路保持高精度的镜像比例。
38.参考跟踪电路的两种实现方式，跟踪电路实现方式(a)是直接连接，输入输出电压相等；跟踪电路实现方式(b)采用pmos管源跟随器结构，此时输出电压比输入电压大一个过驱动电压，源跟随器结构输入接在mos栅极、输出接在mos管源级、mos管源级通过电阻接电源、mos管漏极连接电位地；同理，方式(b)也能采用nmos管源跟随器结构。根据整体电路所需电压偏置情况，跟踪电路可以选择方式(a)或(b)。
39.在电源电压为5v、相同器件尺寸参数、输出电流放大比例为a=io/iref=2的前提下，对图1传统结构、图2已有专利技术结构、图3本发明结构进行性能仿真对比，结果如图4所示。
40.在电源电压为1.8v、相同器件尺寸参数、输出电流放大比例为a=io/iref=2的前提下，对图1传统结构、图2已有专利技术结构、图3本发明结构进行性能仿真对比，输出输入电流比值结果如图5的a_1v8_c1、a_1v8_c2、a_1v8_c3所示。
41.在图4、5中，x轴的理想输入参考电流iref从1ua至100ua变化，y轴是的输出/输入电流比值iout/iin。定义a*99%≤iout/iin≤a*101%的输入电流范围为准确精度输入电流动态范围。根据图4、5写成准确精度输入电流动态范围表，如表1所示。从表1看出，当供电电压为5v时，本发明（c3）与已有技术（c2）的电流范围在相近，都在73
±
1ua内；当供电电压为1.8v时，本发明（c3）的电流范围是94.1ua，已有技术（c2）的电流范围为74.3ua，本发明比已有技术的准确精度输入电流动态范围提高了26.6%。
42.表 1准确精度输入电流动态范围，下列电流单位为ua
在供电电压为1.8v时，各节点电压随参考电流变化曲线，如图6所示。
43.在图6中，当输出电流大于70ua时，已有技术的运放负输入端c2_op_vi_n、输出端电压c2_op_vout大幅度变化，输出c2_op_vout达到1.8v，无法起到负反馈的作用；本发明的输入端c3_op_vi_n与c3_op_vi_p、输出端c3_op_vo_n与c3_op_vo_p电压在全参考电流范围内缓慢变化，负反馈作用能一直持续工作。所以，本发明在较低电源电压条件下比已有技术适用性更强。
44.综上所述，本发明提出一个采用差分运放控制双cascode管的同类型mos管镜像电流镜电路，当输入电流iref发生变化时，镜像mos对管的vds、运放的输出端只有较小的变化幅度，从而实现输入参考电流在大动态范围内变化时镜像电路仍保持高精度的镜像比例，提高电路对较低电源电压的适用性。
45.以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。