正交移相电路及其输出信号正交性提升方法与流程

1.本发明涉及集成电路技术及通信技术领域，特别是涉及一种正交移相电路及其输出信号正交性提升方法。


背景技术：

2.正交移相电路被广泛应用于射频发射系统或者射频接收系统中，其是正交调制器/解调器的重要组成部分，用于产生i(同相信号)/q(正交信号)两路正交的信号，而正交调制器/解调器的边带抑制指标/镜像抑制指标与正交移相电路产生的i/q正交信号的正交性有直接关系。
3.而无源rc多相滤波网络是一种被广泛应用来产生正交信号的技术方案，其工作原理如下：直流情况下i支路的相移是0，当频率趋于无穷时则向-90
°
逐渐逼近；q支路的相移则从直流情况下的 90
°
开始，以与i支路相同的函数形状向零逼近。因此，虽然每个rc支路的相移不是常数，但是它们之间的90
°
相差则是恒定的。无源rc多相滤波器仅在频率ω＝1/rc时移相精度最高，越远离这个频率移相精度越差。而传统的正交移相电路由单一的移相网络组成，要实现宽带高精度移相，需要的更高阶数的移相网络，但对信号引入的损耗也就越大，这对前级的驱动能力提出了更高的要求，将增加前级驱动电路的功耗，这并是很好的折衷方法。且射频发射系统或者射频接收系统的边带抑制指标/镜像抑制指标主要由正交移相电路决定，所以对正交移相电路的正交性要求也愈加严格。
4.但是，由于无源rc多相滤波网络本身存在的rc失配、版图的对称性问题和高频寄生效应等问题，同相信号与正交信号之间存在一定的正交相位误差，同相信号与正交信号之间的相位不可能刚好相差90
°
。


技术实现要素：

5.鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种新的正交移相电路技术方案，以降低正交信号的相位不平衡度、提升正交信号的正交性。
6.为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种正交移相电路，包括：
7.rc正交移相单元，其输入端接差分信号，对所述差分信号进行正交移相，输出端输出同相信号和正交信号；
8.射随驱动单元，其输入端接所述rc正交移相单元的输出端，对所述同相信号和所述正交信号进行跟随保持，并对后级电路进行驱动；
9.可调电容单元，并联设置在所述射随驱动单元的输出端，提供容值可调的电容，调节所述电容的容值即可调节所述同相信号的相位或所述正交信号的相位，以提升所述同相信号与所述正交信号之间的正交性。
10.可选地，所述rc正交移相单元包括三阶无源rc多相滤波网络结构，所述三阶无源rc多相滤波网络结构包括三级依次级联设置的第一级四象限环形rc网络、第二级四象限环形rc网络及第三级四象限环形rc网络，所述第一级四象限环形rc网络的输入端接所述差分
信号，所述第一级四象限环形rc网络的输出端接所述第二级四象限环形rc网络的输入端，所述第二级四象限环形rc网络的输出端接所述第三级四象限环形rc网络的输入端，所述第三级四象限环形rc网络的输出端输出所述同相信号和所述正交信号。
11.可选地，所述第一级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第一电阻和四个容值相同的第一电容，四个所述第一电阻和四个所述第一电容相互交错且串联设置，构成环形回路；所述第二级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第二电阻和四个容值相同的第二电容，四个所述第二电阻和四个所述第二电容相互交错且串联设置，构成环形回路；所述第三级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第三电阻和四个容值相同的第三电容，四个所述第三电阻和四个所述第三电容相互交错且串联设置，构成环形回路。
12.可选地，所述第一电阻、所述第二电阻和所述第三电阻的阻值各不相同，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的容值各不相同。
13.可选地，所述射随驱动单元包括第一npn型三极管、第二npn型三极管、第三npn型三极管、第四npn型三极管、第一恒流源、第二恒流源、第三恒流源及第四恒流源；所述第一npn三极管的集电极接工作电压，所述第一npn三极管的基极接所述同相信号的差分输出正端，所述第一npn三极管的发射极经串接的所述第一恒流源后接地，所述第一npn三极管的发射极作为所述同相信号的跟随差分输出正端；所述第二npn三极管的集电极接所述工作电压，所述第二npn三极管的基极接所述正交信号的差分输出正端，所述第二npn三极管的发射极经串接的所述第二恒流源后接地，所述第二npn三极管的发射极作为所述正交信号的跟随差分输出正端；所述第三npn三极管的集电极接所述工作电压，所述第三npn三极管的基极接所述同相信号的差分输出负端，所述第三npn三极管的发射极经串接的所述第三恒流源后接地，所述第三npn三极管的发射极作为所述同相信号的跟随差分输出负端；所述第四npn三极管的集电极接所述工作电压，所述第四npn三极管的基极接所述正交信号的差分输出负端，所述第四npn三极管的发射极经串接的所述第四恒流源后接地，所述第四npn三极管的发射极作为所述正交信号的跟随差分输出负端。
14.可选地，所述可调电容单元包括两个可调电容阵列模块；所述可调电容阵列模块包括多个并联设置的可控电容子模块，在每个所述可调电容阵列模块中，多个所述可控电容子模块的第一输入端连在一起，多个所述可控电容子模块的第二输入端连在一起，多个所述可控电容子模块的控制端分别接一个控制信号；在第一个所述可调电容阵列模块中，多个所述可控电容子模块的第一输入端与所述第一npn三极管的发射极连接，多个所述可控电容子模块的第二输入端与所述第三npn三极管的发射极连接；在第二个所述可调电容阵列模块中，多个所述可控电容子模块的第一输入端与所述第二npn三极管的发射极连接，多个所述可控电容子模块的第二输入端与所述第四npn三极管的发射极连接。
15.可选地，所述可控电容子模块包括第一pmos管、第二pmos管、第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、第四电阻、五电阻、第六电阻、第四电容和第五电容；所述第一pmos管的源极接所述工作电压，所述第一pmos管的栅极接所述控制信号，所述第一pmos管的漏极接所述第一nmos管的漏极，所述第一nmos管的栅极接所述第一pmos管的栅极，所述第一nmos管的源极接地；所述第二pmos管的源极接所述工作电压，所述第二pmos管的栅极接所述第一pmos管的漏极，所述第二pmos管的漏极接所述第二nmos管的漏极，所述第二nmos管的栅极接所述第二pmos管的栅极，所述第二nmos管的源极接地；所述第三nmos管的栅极经
串接的所述第四电阻后接所述第一pmos管的漏极，所述第三nmos管的漏极经串接的所述第五电阻后接所述第二pmos管的漏极，所述第三nmos管的源极经串接的所述第六电阻后接所述第二pmos管的漏极；所述第三nmos管的漏极还接所述第四电容的一端，所述第四电容的另一端作为所述可控电容子模块的第一输入端，所述第三nmos管的源极还接所述第五电容的一端，所述第五电容的另一端作为所述可控电容子模块的第二输入端。
16.此外，为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种正交移相电路的输出信号正交性提升方法，所述正交移相电路产生并以差分输出形式输出同相信号和正交信号，所述方法包括步骤：在所述同相信号的差分输出端或者所述正交信号的差分输出端并联设置可调电容电路；通过调节所述可调电容电路提供的容值来调节所述同相信号的相位或者所述正交信号的相位，以提升所述同相信号与所述正交信号之间的正交性。
17.可选地，在所述同相信号的差分输出端或者所述正交信号的差分输出端并联设置所述可调电容之前，所述方法还包括步骤：在所述同相信号的差分输出端和所述正交信号的差分输出端并联设置射随驱动电路，通过所述射随驱动电路对所述正交移相电路与所述可调电容电路进行隔离，并通过所述射随驱动电路对所述可调电容电路进行负载驱动。
18.如上所述，本发明的正交移相电路及其输出信号正交性提升方法，至少具有以下有益效果：
19.在同相信号和正交信号的输出端并联设置可调电容单元，通过调节可调电容单元提供的容值即可调节同相信号的相位或正交信号的相位，以提升同相信号与正交信号之间的正交性，降低了无源rc多相滤波网络中rc失配、版图的对称性问题和高频寄生效应带来的影响；与传统的宽带正交移相电路相比，本发明输出信号的正交性可配置优化，可广泛应用在各种高性能的通信系统中。
附图说明
20.图1显示为本发明一实施例中正交移相电路的电路图。
21.图2显示为图1中可调电容阵列模块的等效电路图。
22.图3显示为图2中可控电容子模块的电路图。
23.图4显示为图1中正交移相电路的输出信号相位调整仿真曲线图。
具体实施方式
24.以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
25.请参阅图1至图4。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调
整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。
26.详细地，如图1所示，本发明提供一种正交移相电路，其包括：
27.rc正交移相单元，其输入端接差分信号，对差分信号进行正交移相，输出端输出同相信号和正交信号；
28.射随驱动单元，其输入端接rc正交移相单元的输出端，对同相信号和正交信号进行跟随保持，并对后级电路进行驱动；
29.可调电容单元，并联设置在射随驱动单元的输出端，提供容值可调的电容，调节电容的容值即可调节同相信号的相位或正交信号的相位，以提升同相信号与正交信号之间的正交性。
30.可选地，在本发明的一实施例中，rc正交移相单元包括三阶无源rc多相滤波网络结构，三阶无源rc多相滤波网络结构包括三级依次级联设置的第一级四象限环形rc网络、第二级四象限环形rc网络及第三级四象限环形rc网络，第一级四象限环形rc网络的输入端接差分信号，第一级四象限环形rc网络的输出端接第二级四象限环形rc网络的输入端，第二级四象限环形rc网络的输出端接第三级四象限环形rc网络的输入端，第三级四象限环形rc网络的输出端输出同相信号和正交信号。
31.详细地，如图1所示，第一级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第一电阻r1和四个容值相同的第一电容c1，四个第一电阻r1和四个第一电容c1相互交错且串联设置，构成环形回路；第二级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第二电阻r2和四个容值相同的第二电容c2，四个第二电阻r2和四个第二电容c2相互交错且串联设置，构成环形回路；第三级四象限环形rc网络包括四个阻值相同的第三电阻r3和四个容值相同的第三电容c3，四个第三电阻r3和四个第三电容c3相互交错且串联设置，构成环形回路。
32.其中，第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3的阻值各不相同，第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3的容值各不相同；每一级四象限环形rc网络都有一个极点，由于每一级四象限环形rc网络的rc取值不相同，该三阶无源rc多相滤波网络结构就有三个极点，由此来增大带宽。
33.详细地，如图1所示，在第一级四象限环形rc网络的四个输入端子中，两个输入端子接在一起作为差分信号的输入正端inp，另外两个输入端子接在一起作为差分信号的输入负端inn；第二级四象限环形rc网络的四个输入端子与第一级四象限环形rc网络的四个输出端子一一对应连接；第三级四象限环形rc网络的四个输入端子与第二级四象限环形rc网络的四个输出端子一一对应连接，第三级四象限环形rc网络的四个输出端子分别作为同相信号的差分输出正端oip、正交信号的差分输出正端oqp、同相信号的差分输出负端oin及正交信号的差分输出负端oqn。
34.可以理解的是，rc正交移相单元还可以包括二阶、四阶等无源rc多相滤波网络结构，可根据实际情况灵活选择，在此不作限定。
35.详细地，如图1所示，射随驱动单元包括第一npn型三极管q1、第二npn型三极管q2、第三npn型三极管q3、第四npn型三极管q4、第一恒流源i1、第二恒流源i2、第三恒流源i3及第四恒流源i4；第一npn三极管q1的集电极接工作电压vcc第一npn三极管q1的基极接同相信号的差分输出正端oip，第一npn三极管q1的发射极经串接的第一恒流源i1后接地vss，第
一npn三极管q1的发射极作为同相信号的跟随差分输出正端outip；第二npn三极管q2的集电极接工作电压vcc，第二npn三极管q2的基极接正交信号的差分输出正端oqp，第二npn三极管q2的发射极经串接的第二恒流源i2后接地vss，第二npn三极管q2的发射极作为正交信号的跟随差分输出正端outqp；第三npn三极管q3的集电极接工作电压vcc，第三npn三极管q3的基极接同相信号的差分输出负端oin，第三npn三极管q1的发射极经串接的第三恒流源i3后接地vss，第三npn三极管q3的发射极作为同相信号的跟随差分输出负端outin；第四npn三极管q4的集电极接工作电压vcc，第四npn三极管q4的基极接正交信号的差分输出负端oqn，第四npn三极管q4的发射极经串接的第四恒流源i4后接地vss，第四npn三极管q4的发射极作为正交信号的跟随差分输出负端outqn。
36.其中，射随驱动单元设置在rc正交移相单元与后级的可调电容单元之间，其对rc正交移相单元与可调电容单元进行了隔离，并对后级的可调电容单元进行负载驱动。
37.详细地，如图1所示，可调电容单元包括两个可调电容阵列模块，两个可调电容阵列模块的结构相同；如图2所示，可调电容阵列模块包括多个并联设置的可控电容子模块，即可控电容子模块c11、c12、c13及c14，在每个可调电容阵列模块中，可控电容子模块c11、c12、c13及c14的第一输入端连在一起，可控电容子模块c11、c12、c13及c14的第二输入端连在一起，可控电容子模块c11的控制端接控制信号ctrl《1》，可控电容子模块c12的控制端接控制信号ctrl《2》，可控电容子模块c13的控制端接控制信号ctrl《3》，可控电容子模块c14的控制端接控制信号ctrl《4》；如图1-图2所示，在第一个可调电容阵列模块中，多个可控电容子模块(即可控电容子模块c11、c12、c13及c14)的第一输入端与第一npn三极管q1的发射极连接，多个可控电容子模块(即可控电容子模块c11、c12、c13及c14)的第二输入端与第三npn三极管q3的发射极连接；如图1-图2所示，在第二个可调电容阵列模块中，多个可控电容子模块(即可控电容子模块c11、c12、c13及c14)的第一输入端与第二npn三极管q2的发射极连接，多个可控电容子模块(即可控电容子模块c11、c12、c13及c14)的第二输入端与第四npn三极管q2的发射极连接。
38.其中，如图2所示的可调电容阵列模块包括四个并联设置的可控电容子模块，即并联设置的可控电容子模块c11、c12、c13及c14，且可控电容子模块c11、c12、c13及c14提供的电容值各不相同，每个可控电容子模块对应一个控制信号，基于此，需要由4位数字控制位来控制每个可调电容阵列模块；可调电容阵列模块的数字控制方式为二进制权重，即每一位数字控制码控制的不同的电容值，组合成15种电容值。在同相信号的差分输出端和正交信号的差分输出端分别并联一个可调电容阵列模块，能调整同相信号的相位和正交信号的相位，总计有30种相位调整组合。
39.可以理解的是，每个可调电容阵列模块还可以包括两个、三个、五个等数目的且并联设置的可控电容子模块，每个可控电容子模块提供的电容值可以相同或者不同，可根据实际需要灵活设计，在此不作限定。
40.更详细地，如图3所示，可控电容子模块包括第一pmos管p1、第二pmos管p2、第一nmos管n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第四电容c4和第五电容c5；第一pmos管p1的源极接工作电压vcc，第一pmos管p1的栅极接控制信号ctrl《j》，第一pmos管p1的漏极接第一nmos管n1的漏极，第一nmos管n1的栅极接第一pmos管的栅极p1，第一nmos管n1的源极接地vss；第二pmos管p2的源极接工作电压vcc，第二pmos管
p2的栅极接第一pmos管p1的漏极，第二pmos管p2的漏极接第二nmos管n2的漏极，第二nmos管n2的栅极接第二pmos管p2的栅极，第二nmos管n2的源极接地vss；第三nmos管n3的栅极经串接的第四电阻r4后接第一pmos管p1的漏极，第三nmos管n3的漏极经串接的第五电阻r5后接第二pmos管p2的漏极，第三nmos管n3的源极经串接的第六电阻r6后接第二pmos管p2的漏极；第三nmos管n3的漏极还接第四电容c4的一端，第四电容c4的另一端作为可控电容子模块的第一输入端，第三nmos管n3的源极还接第五电容c5的一端，第五电容c5的另一端作为可控电容子模块的第二输入端。其中，j为1到4的整数。
41.如图3所示，第一pmos管p1与第一nmos管n1构成一个反相器，第二pmos管p2与第二nmos管n2构成一个反相器，控制信号ctrl《j》经过两个反相器得到两个逻辑电平相反的控制信号ctrl《j》1与ctrl《j》2，控制信号ctrl《j》1经过第四电阻r4后接到第三nmos管n3的栅极，控制信号ctrl《j》2经过第五电阻r5后接到第三nmos管n3的漏极，控制信号ctrl《j》2经过第六电阻r6后接到第三nmos管n3的源极。
42.具体地，每个可控电容子模块的工作原理如下：当输入的控制信号ctrl《j》的逻辑电平为0时，控制信号ctrl《j》1的逻辑电平为1，控制信号ctrl《j》2的逻辑电平为0，第三nmos管n3的栅源电压大于阈值电压，第三nmos管n3打开，第四电容c4和第五电容c5被接入同相信号的差分输出端或者正交信号的差分输出端，形成负反馈电路；当输入的控制信号ctrl《j》的逻辑电平为1时，控制信号ctrl《j》1的逻辑电平为0，控制信号ctrl《j》2的逻辑电平为1，第三nmos管n3的栅源电压为负，第三nmos管n3关闭，第四电容c4和第五电容c5从同相信号的差分输出端的并联支路或者正交信号的差分输出端的并联支路中断开。
43.其中，第四电容c4和第五电容c5的串联叠加电容值即为整个可控电容子模块对外提供的电容值。
44.在本发明的一可选实施例中，基于上述正交移相电路进行输出信号相位调整的仿真实验，得到如图4所示的仿真曲线，图4的横轴为频率，图4的纵轴为相位，仿真条件为频率为1ghz～5ghz。由图4可以看出，该正交移相电路的在信号为2ghz时可以实现
±5°
的相位修正范围，在信号为4ghz时可以实现
±
10
°
的相位修正范围。因此，基于上述正交移相电路，能有效地对输出信号的相位进行调整，进而能提升同相信号与正交信号之间的正交性。
45.此外，基于上述正交移相电路的设计思路，本发明还提供一种正交移相电路的输出信号正交性提升方法，正交移相电路产生并以差分输出形式输出同相信号和正交信号，所述方法包括步骤：
46.s1、在同相信号的差分输出端或者正交信号的差分输出端并联设置可调电容电路；
47.s2、通过调节可调电容电路提供的容值来调节同相信号的相位或者正交信号的相位，以提升同相信号与正交信号之间的正交性。
48.可选地，在同相信号的差分输出端或者正交信号的差分输出端并联设置可调电容之前，所述方法还包括步骤：在同相信号的差分输出端和正交信号的差分输出端并联设置射随驱动电路，通过射随驱动电路对正交移相电路与可调电容电路进行隔离，并通过射随驱动电路对可调电容电路进行负载驱动。
49.综上所述，在本发明所提供的正交移相电路及其输出信号正交性提升方法中，一方面，在同相信号和正交信号的输出端并联设置可调电容单元，通过调节可调电容单元提
供的容值即可调节同相信号的相位或正交信号的相位，以提升同相信号与正交信号之间的正交性，降低了无源rc多相滤波网络中rc失配、版图的对称性问题和高频寄生效应带来的影响；与传统的宽带正交移相电路相比，本发明输出信号的正交性可配置优化，可广泛应用在各种高性能的通信系统中；另一方面，在rc正交移相单元与后级的可调电容单元之间设置有射随驱动单元，这即实现了隔离、防止信号干扰，又能有效地对后级的可调电容单元进行负载驱动。
50.上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。