一种高线性度压控占空比产生电路

1.本发明属于电子电路技术领域，具体涉及一种高线性度压控占空比(vcd,voltage
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controlled duty cycle)产生电路。


背景技术：

2.在集成电路中，压控占空比产生电路是一种重要的电路。以检测芯片所处环境温度的过温保护电路为例，利用温度传感器检测芯片所处环境温度，将对应温度值转换为电压值。利用压控占空比产生电路，将模拟电压信号转换为信号占空比，利用数字信号将电路温度信息进行传递，之后进行后续处理，决定芯片是否正常工作。如果不能监测芯片所处环境温度情况，将会导致电路工作的可靠性降低。目前通用的解决方法是将振荡器信号源经过逻辑处理，产生标准的参考锯齿波或三角波电压，将输入电压和参考电压进行比较，产生所需输出信号占空比。但这种传统的压控占空比产生器由于带入了比较器延迟，容易受到工艺角和温度的影响，降低输出信号占空比的精度，同时，电路中引入的噪声或其他杂波信号也容易对参考信号造成干扰，进一步拉低输出信号占空比精度。因为，研究出一种高线性度压控占空比产生电路具有重要的意义。


技术实现要素：

3.本发明的目的是为了解决因噪声等因素导致pwm信号占空比指标不理想的情况，提出了一种高线性度vcd产生电路。
4.为实现上述目的，本发明的技术方案为：
5.一种高线性度压控占空比产生电路，包括osc产生器、窄脉冲产生器、锯齿波电流产生器、电流比较器、缓冲器、第一级反相器inv1、第二级反相器inv2、滤波电路、误差放大器和跨导放大器；其中，所述osc产生器用于方波信号，并输出到窄脉冲产生器；所述窄脉冲产生器根据接收到的方波信号产生并输出固定周期窄脉冲信号到锯齿波电流产生器；所述锯齿波电流产生器根据接收到的窄脉冲信号产生锯齿波电流输入到电流比较器的正向输入端；电流比较器的输出端接缓冲器的输入端；缓冲器的输出端接第二级反相器inv2的输入端，第二级反相器inv2输出占空比出信号，同时第二级反相器inv2的输出接第一级反相器inv1的输入端，第一级反相器inv1的输出经过滤波电路后接误差放大器的负向输入端，误差放大器的正向输入端接占空比产生电路的控制输入电压，误差放大器的输出端接跨导放大器的输入端，跨导放大器的输出端接到电流比较器的负向输入端。
6.本发明的有益效果为，实现输入电压对输出信号占空比的精确控制，利用闭环控制策略，减少了工艺角、温度等因素对输出信号占空比的影响，提高输出信号稳定性，同时，减少了 pwm输出信号占空比受到噪声和其他杂波的干扰，实现了输入电压对输出信号占空比的高线性度控制。
附图说明
7.图1为高线性度压控占空比产生器结构示意图；
8.图2为高线性度压控占空比产生器环路小信号模型及bode图。
具体实施方式
9.下面结合附图，对本发明技术方案进行详细描述：
10.图1为高线性度压控占空比产生器结构示意图，包含了一个窄脉冲产生器，一个锯齿波电流产生器，电流比较器，一个缓冲器，两个反相器，一个电阻和电容组成的滤波结构，误差放大器，电容和电阻串联形成的二型补偿，跨导放大器。其中，利用振荡器信号源产生的方波信号，经过逻辑处理，从窄脉冲产生器输出端输出固定周期窄脉冲，利用该电压信号经过锯齿波电流产生器，产生符合要求的锯齿波电流，作为电流比较器的正端参考输入。利用缓冲器，对电流比较器的输出波形进行优化，经过反相器inv2后得到输出信号占空比信息。同时，将inv2输出信号经过inv1再次反向，利用rc结构进行滤波，得到反馈电压信号，作为误差放大器ea的输入。
11.图2为高线性度压控占空比产生器环路小信号模型及bode图，在电源上电后，大信号下利用电流比较器，将环路信号从模拟转为数字类型，作为输出，后利用rc滤波结构，再次将数字信号转回模拟，作为误差放大器的输入，通过负反馈调节，实现输入电压对输出信号占空比的线性控制；在小信号模型中，利用二型补偿方式以及有源电容倍增结构调节环路零极点位置，保证环路稳定性和响应速度。
12.下面将对电路结构大小信号两种情况进行说明：
13.1、对压控占空比产生器结构大信号分析
14.大信号电路结构分析如图1所示。
15.电压信号v2为数字信号，当输出pwm信号为低电平时，v2为反相器inv1的电源电压，即vdd1，此时v2通过电阻r2给电容c2的上极板充电，对应节点电压v
fb
上升；当输出pwm信号为高电平时，v2电压为gnd，此时电容c2通过电阻r2放电至v2，对应节点电压v
fb
下降。经过负反馈调节，节点电压v
fb
在时序上呈现在一个固定电压值附近上下抖动，其一个周期内的平均电压保持不变，等同于误差放大器正端输入电压v
ref1
。该纹波的值为
[0016][0017]
其中，v
ref1
指ea正端输入电压，dt为输出pwm信号占空比，t为输出pwm信号周期，等同于整个系统的周期，也是osc输出信号的周期，r2和c2分别为滤波电阻和电容。为了保证在负反馈调节中，误差放大器ea能正常工作，其纹波值应控制在很小的值，避免因输入信号相差过大导致ea进入大信号工作状态，即r2和c2的乘积应较大。
[0018]
因此，节点电压v
fb
的纹波可以近似忽略不计，则有
[0019][0020]
其中q1为pwm输出信号一个周期内，节点电压v2对电容c2的充电电荷总量，t输出 pwm信号周期，td为一个周期内，pwm信号为高电平的时间。另外，由于负反馈保证环路稳定，
一个周期内，电容c2对节点电压v2放电的电荷量应该和充电电荷量相等，则有
[0021][0022]
通过式(3)可以观察到，通过负反馈调节，输出pwm信号占空比同误差放大器正想说输入电压v_ref1呈现线性关系，消除了对比较器输入端参考锯齿波的精度要求，简化了波形处理电路的设计，同时减少了干扰项对输出pwm信号占空比的影响，提高输出pwm信号占空比的稳定性。
[0023]
2、对压控占空比产生器结构小信号分析
[0024]
小信号分析如图2所示。
[0025]
首先考虑比较器的输入信号，锯齿波电流产生器输出的锯齿波电流可以近似为上升电流线性变化，下降时间忽略不计，则比较器的输入电流i和比较器输出波形占空比之间的关系为
[0026][0027]
其中，k表示锯齿波电流上升电流的斜率，t为锯齿波电流的周期，即osc输出波形的周期，i
min
表示锯齿波电流的最小电流值，i表示环路中跨导放大器的输出电流值。在式(4) 中，占空比对环路电流求偏导，得到
[0028][0029]
其中，im表示锯齿波电流的幅值。根据图2对环路的小信号模型分析，可以得到环路的传递函数为
[0030][0031]
其中，g
m1
表示误差放大器ea的小信号跨导，r
o1
表示ea的小信号输出阻抗，g
m2
表示跨导放大器的小信号跨导，c1和r1分别代表对地补偿电容和对应的等效串联电阻，r2和 c2则分别代表滤波电阻和电容。
[0032]
为了补偿滤波结构引入的中低频极点，c1和r1都需要取得较大的值，在瞬态调节的过程中，c1和r1对应的截止频率较低，并且调节的充放电电流取决于ea内部的偏置电流，通常是在μa级，加剧了瞬态调节时间过长的问题。所以，在此零极点位置安排的基础上，此次设计采用了有源电容倍增(active capacitor multiplier,acm)结构，保证小信号等效电容和第一种补偿电容相等的同时，减少实际电容值，减轻瞬态调节速度慢的问题。最后的零极点位置安排如图2所示。
[0033]
通过电流比较器和滤波结构实现信号类型转变；利用误差放大器ea为环路提供较高低频增益，保证输入电压和输出信号占空比之间高线性度的关系；采用二型补偿和有源电容倍增保证环路稳定性。
[0034]
综上所述，本发明实现了一种高线性度压控占空比产生电路结构。