一种双频宽带功率放大器及其匹配枝节设计方法

1.本发明涉及功率放大器，特别是涉及一种双频宽带功率放大器及其匹配枝节设计方法。


背景技术：

2.现代射频系统朝着高度集成化方向发展，双频功率放大器能够同时工作在两个频段，对两种不同工作模式及频带的信号进行功率放大，以达到节省体积、效率和能耗的效果。
3.双频功放需同时将双频的输出阻抗基波及谐波部分调整至高效工作区间，在传统具有谐波控制的输出匹配网络中，其谐波控制支路的特性阻抗往往较大，以方便板图布局并尽量减少谐波控制支路对基波阻抗匹配的影响。然而，高阻抗谐波控制支路仅能在很窄的谐波频段实现射频零点，这限制了双频功率放大器的工作带宽。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种双频宽带功率放大器及其匹配枝节设计方法，能够在较宽的谐波频段实现射频零点，增加了双频功率放大器的工作带宽。
5.本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种双频宽带功率放大器，包括信号输入端口、信号输出端口、输入匹配电路、输出匹配电路和晶体管；
6.所述输入匹配电路用于为晶体管栅极提供偏置电压，并在对来自信号输入端口的信号进行接收和输入匹配后，将信号通过晶体管传输给输出匹配电路；所述输出匹配电路用于为晶体管漏极提供偏置电压，并在对接收到的信号进行输出匹配后，将得到的信号传输给信号输出端口对外输出，所述晶体管的源极接地。
7.优选地，晶体管采用功率放大管cree cgh40010f。
8.所述输入匹配电路包括输入隔直电容、输入匹配枝节、稳定电路和输入偏置电路；
9.所述输入隔直电容的一端与输入信号端口连接，输入隔直电容的另一端与输入匹配枝节连接，用于滤除直流信号；
10.所述输入匹配枝节输入端与输入隔直电容连接，输出端与稳定电路连接，输入匹配枝节将位于双工作频带范围的输入信号传输至稳定电路处，并对双工作频带范围内的晶体管栅极输入阻抗进行调制；所述双工作频带范围是指双频宽带功率放大器工作的两个频率范围；其中，两个工作频率范围的中心频率分别表示为f1和f2；
11.所述稳定电路，用于将输入匹配枝节输出的信号传输到晶体管的栅极，并稳定功率放大器，防止双频带宽功率放大器产生自激振荡；所述稳定电路包括第一电阻、第二电阻和电容，所述第一电阻的第一端与输入匹配枝节的输出端连接，第一电阻的第二端与晶体管的栅极连接；所述第二电阻的第一端连接在第一电阻与晶体管的栅极之间，第二电阻的第二端通过输入偏置电路接入栅极偏置电压；所述电容并联在第一电阻的两端；
12.所述输入偏置电路采用一段微带线，输入端接入栅极偏置电压，输入偏置电路的
输出端通过所述稳定电路中的第二电阻将栅极偏置电压传导至晶体管的栅极。
13.进一步地，所述输出匹配电路包括输出匹配枝节、输出偏置电路和输出隔直电容；
14.所述输出匹配枝节一端与晶体管漏极连接，另一端与输出隔直电容连接；输出匹配枝节将晶体管漏极的输出信号传导至输出隔直电容，并对双工作频带范围内的晶体管漏极输出阻抗进行调制；
15.所述输出隔直电容用于将来自输出匹配枝节的信号进行直流滤除后，将得到的信号传输给信号输出端口对外输出；
16.所述输出偏置电路采用一段微带线，输入端接入漏极偏置电压，输出端通过输出匹配枝节将漏极偏置电压传导至晶体管的漏极处。
17.所述输出匹配枝节包括第一左端匹配枝节、双传输线匹配枝节和第一开/短路匹配枝节；
18.所述第一左端匹配枝节的第一端与晶体管的漏极连接，第一左端匹配枝节的第二端与双传输线匹配枝节的第一端连接，双传输线匹配枝节的第二端与输出隔直电容相连接；
19.所述第一左端匹配枝节为一段传输线；所述第一开/短路匹配枝节包括两段串联的传输线，其中一段传输线末端接地，另一段传输线末端与输出偏置电路相连接；且第一开/短路匹配枝节中，两段串联的传输线串联的公共点连接在第一左端匹配枝节与双传输线匹配枝节的公共端；
20.所述双传输线匹配枝节包括两段并联的传输线，两段并联的传输线的第一端连接后作为双传输线匹配枝节的第一端，两段并联的传输线的第二端连接后作为双传输线匹配枝节的第二端。
21.所述输入匹配枝节包括第二左端匹配枝节、第二开/短路匹配枝节和右端匹配枝节；
22.所述第二左端匹配枝节的第一端与输入隔直电容相连接，第二左端匹配枝节的第二端与右端匹配枝节的第一端连接，右端匹配枝节的第二端连接稳定电路；
23.所述第二左端匹配枝节和右端匹配枝节均为一段传输线；所述第二开/短路匹配枝节包括两段串联的传输线，其中一段传输线末端接地，另一段传输线末端保持开路；且第二开/短路匹配枝节中，两段串联的传输线串联的公共点连接在第二左端匹配枝节和右端匹配枝节的公共端。
24.一种双频宽带功率放大器的匹配枝节设计方法，包括以下步骤输出匹配枝节设计步骤和输入匹配枝节设计步骤；
25.所述输出匹配枝节设计步骤包括：
26.a1、假设输出匹配枝节直接采用t型输出阻抗匹配枝节，所述t型输出阻抗匹配枝节包括第一t型阻抗匹配枝节、第二t型阻抗匹配枝节和第三t型阻抗匹配枝节，所述第三t型阻抗匹配枝节的一端连接晶体管漏极，第三t型阻抗匹配枝节的另一端通过第一t型阻抗匹配枝节连接到输出隔直电容，所述第二t型阻抗匹配枝节的一端连接在第三t型阻抗匹配枝节和第一t型阻抗匹配枝节之间，第二t型阻抗匹配枝节的另一端连接输出偏置电路；
27.由基波条件出发，计算t型输出阻抗匹配枝节的各枝节参数，即计算第一t型阻抗匹配枝节～第三t型阻抗匹配枝节的特性阻抗和电长度：
28.设第一t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z1，电长度为θ1，第二t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z2，电长度为θ2，第三t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z3，电长度为θ3，则：
[0029][0030][0031][0032][0033][0034]
其中，k＝f2/f1为双频频率比，z0＝50，r1、r2、x1、x2分别是双工作频带范围内的晶体管漏极输出阻抗的实部和虚部，z
in1
＝g1 j*b1为从第二t型阻抗匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，其中g1为z
in1
的实部，b1为z
in1
的虚部；z
in2
＝g2 j*b2为从第三t型阻抗匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，其中g2为z
in2
的实部，b2为z
in2
的虚部；
[0035]
a2、采用双传输线匹配枝节代替第一t型阻抗匹配枝节，在保持基波条件得到满足的同时，在2f1频段满足谐波条件；
[0036]
a21、对于双传输线匹配枝节中两段并联的传输线，设第一段传输线的特性阻抗为z
11
，电长度为θ
11
，第二段传输线的特性阻抗为z
12
，电长度为θ
12
；
[0037]
a22、令双传输线匹配枝节保持f1频段满足基波条件，基于第一t型阻抗匹配枝节的特性阻抗z1和电长度θ1，建立z
11
、z
12
随θ
11
、θ
12
的变换关系：
[0038]
定义z
in1s
为从第一开/短路匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，并得出z
in1
和z
in1s
的表达式如下：
[0039][0040][0041][0042]
[0043]
令z
in1
和z
in1s
在频率f1处相等，即当f＝f1时，令z
in1
＝z
in1s
得
[0044][0045][0046]
a23、令双传输线匹配枝节保持f2频段满足基波条件，在θ
11
、θ
12
的取值范围内对所有θ
11
、θ
12
的取值组合进行扫描，得到所有满足基波条件θ
11
、θ
12
的组合；
[0047]
扫描过程如下：
[0048]
在1
°
～360
°
范围内扫描θ
11
、θ
12
，扫描步进1
°
；令f＝f2，对于每个θ
11
、θ
12
取值组合，按照步骤a22，由θ
11
、θ
12
、z1、θ1计算此时z
11
、z
12
数值；最后分别计算此时z
in1
和z
in1s
数值，判断此时z
in1
和z
in1s
相差是否小于2；并获得所有满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合；
[0049]
a24、令双传输线匹配枝节在2*f1频段满足谐波条件，求解θ
11
、θ
12
的取值；
[0050]
a241、令f分别等于2*f1，2*f
1-200mhz和2*f1 200mhz三个频点，此时θ
11
、θ
12
取值范围为满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的所有θ
11
、θ
12
取值组合；
[0051]
a242、对于任一个满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合，在计算此时的z
11
、z
12
数值和z
in1s
数值，并判断是否满足2*f1频段处的谐波条件：z
in1s
实部在三个频点全部小于2，z
in1s
虚部在三个频点全部与x
01
相差小于10，其中x
01
为预设的z
in1s
虚部目标参数；
[0052]
若满足，则将此时的θ
11
、θ
12
取值组合加入预选集m1中；若不满足，则将此时的θ
11
、θ
12
取值组合丢弃；
[0053]
a243、对于每一个满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合，重复执行步骤a242后，得到完整的预选集m1；
[0054]
从完整的预选集m1，挑选2*f1频率处z
in1s
虚部与x
01
相差最小的θ
11
、θ
12
取值组合，最终确定其为双传输线结构的电长度组合，根据确定的电长度组合，计算对应的特性阻抗，完成双传输线匹配枝节的设计；
[0055]
a3、采用第一开/短路匹配枝节代替第二t型阻抗匹配枝节，在保持基波条件得到满足的同时，在2f2频段满足谐波条件：
[0056]
a31、对于第一开/短路匹配枝节中两段串联的传输线，设接地的一段传输线特性阻抗为z
22
，电长度为θ
22
，连接输出偏置电路的一段传输线特性阻抗为z
21
，电长度为θ
21
；
[0057]
a32、令第一开/短路匹配枝节保持f1和f2频段同时满足基波条件，基于第二t型阻抗匹配枝节的特性阻抗z2和电长度θ2，建立z
21
、z
22
随θ
21
、θ
22
的变换关系：
[0058]
令z
in2s
为从第一左端匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，得出z
in2
和z
in2s
的表达式如下：
[0059][0060]
[0061]
当f分别等于f1和f2时，令z
in2
＝z
in2s
，得出开/短路匹配枝节的特性阻抗与其电长度的关系如下所示：
[0062][0063][0064][0065]
a33、令第一开/短路匹配枝节在2*f2频段满足谐波条件，
[0066]
在θ
21
、θ
22
的取值范围内对所有θ
21
、θ
22
的取值组合进行扫描，得到所有满足基波条件θ
21
、θ
22
的组合：
[0067]
在1
°
～360
°
范围内扫描θ
21
、θ
22
，扫描步进1
°
；令f＝f2，对于每个θ
21
、θ
22
取值组合，按照步骤a32，计算此时z
21
、z
22
数值；最后分别计算此时z
in2
和z
in2s
数值，判断此时z
in2
和z
in2s
相差是否小于2；并获得所有满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的θ
21
、θ
22
取值组合；
[0068]
a34、令z
in2s
在2f2频率处满足谐波条件，求解θ
21
、θ
22
的取值；
[0069]
a341、令f分别等于2*f2，2*f
2-200mhz和2*f2 200mhz；
[0070]
a342、对于满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的任一个θ
21
、θ
22
取值组合，分别计算此时的z
21
、z
22
数值和z
in2s
数值；判断是否满足2f2频率处的谐波条件：z
in2s
实部在三个频点全部小于2，z
in2s
虚部在三个频点全部与x
02
相差小于10；其中x
02
为预设的z
in2s
虚部目标参数；
[0071]
若满足，则将此时的θ
21
、θ
22
取值组合加入预选集m2中；若不满足，则将此时的θ
21
、θ
22
取值组合丢弃；
[0072]
a343、对于每一个满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的θ
21
、θ
22
取值组合，重复执行步骤s342，得到完整的预选集m2；
[0073]
从完整的预选集m2中，挑选2*f2频率处z
in2s
虚部与x
02
相差最小的θ
21
、θ
22
取值组合，最终确定其为第一开/短路匹配枝节的电长度组合，根据确定的电长度组合，计算对应的特性阻抗，完成第一开/短路匹配枝节的设计；
[0074]
所述输入匹配枝节设计步骤包括：
[0075]
b1、首先假设输入匹配枝节直接采用t型输入阻抗匹配枝节，所述t型输入阻抗匹配枝节包括第四t型阻抗匹配枝节、第五t型阻抗匹配枝节和第六t型阻抗匹配枝节，所述第四t型阻抗匹配枝节的一端连接输入隔直电容，另一端通过第六t型阻抗匹配枝节连接稳定电路；所述第五t型阻抗匹配枝节的一端连接在第四t型阻抗匹配枝节和第六t型阻抗匹配枝节之间，另一端接地；
[0076]
由基波条件出发，计算t型阻抗匹配枝节的各枝节参数，即计算第四t型阻抗匹配枝节～第六t型阻抗匹配枝节的特性阻抗和电长度，设第四t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z4，电长度为θ4，第五t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z5，电长度为θ5，第六t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z6，电长度为θ6，则：
[0077]
[0078][0079][0080][0081][0082]
其中，k＝f2/f1为双频频率比，z0＝50，r3、r4、x3、x4分别是双工作频带范围内的晶体管栅极输入阻抗的实部和虚部，z
in3
＝g3 j*b3为从第五t型阻抗匹配枝节处看向输入隔直电容的输入阻抗，其中g3为z
in3
的实部，b3为z
in3
的虚部；z
in4
＝g4 j*b4为从第六t型阻抗匹配枝节处看向输入隔直电容的输入阻抗，其中g4为z
in4
的实部，b4为z
in4
的虚部；b2、采用第二开/短路匹配枝节代替第五t型阻抗匹配枝节，并确定第五t型阻抗匹配枝节的设计参数：
[0083]
b2、采用第二开/短路匹配枝节代替第五t型阻抗匹配枝节，对于第二开/短路匹配枝节中两段串联的传输线，设接地的一段传输线特性阻抗为z
52
，电长度为θ
52
，开路的一段传输线特性阻抗为z
51
，电长度为θ
51
；
[0084]
b3、确定z
51
、θ
51
、z
52
、θ
52
之间的关系：
[0085]
令z
in3s
为从第二开/短路匹配枝节处看向输入隔直电容的输出阻抗，z
in4s
为从右端匹配枝节处看向输入隔直电容的输出阻抗，则有如下表达式：
[0086][0087][0088][0089]
当f分别等于f1和f2时，令z
in4
＝z
in4s
，得出第二开/短路匹配枝节的特性阻抗与其电长度的关系如下所示
[0090][0091][0092]
[0093]
b4、扫描θ
51
、θ
52
取值范围，设置初始取值范围为1
°
～360
°
，扫描步进1
°
；对于每一个的θ
51
、θ
52
取值组合，计算z
51
和z
52
的数值，当其满足条件50＜z
51
＜100和50＜z
52
＜100时，终止扫描，读取此时的θ
51
、θ
52
取值为最终结果，并计算出最终θ
51
、θ
52
对应的z
51
、z
52
，完成第二开短路匹配枝节的设计。
[0094]
本发明的有益效果是：本发明采用双传输线结构和开/短路枝节结构以替代传统t型阻抗匹配枝节中的部分传输线，保持双工作频率传输特性不变同时在双工作频率的谐波附近产生射频零点，使功率放大器在双工作频率获得高效工作条件，能够展宽双频功率放大器的高效工作带宽。
附图说明
[0095]
图1为本发明的结构原理示意图；
[0096]
图2为稳定电路的原理示意图；
[0097]
图3为输出阻抗匹配枝节的结构示意图；
[0098]
图4为输入阻抗匹配枝节的结构示意图；
[0099]
图5为t型输出阻抗匹配枝节示意图；
[0100]
图6为t型输入阻抗匹配枝节示意图；
[0101]
图7为输出匹配枝节设计目标示意图；
[0102]
图8为采用t型输出阻抗匹配枝节时的输出阻抗情况示意图；
[0103]
图9为双频功率放大器仿真结果示意图。
具体实施方式
[0104]
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
[0105]
如图1所示，一种双频宽带功率放大器，包括信号输入端口、信号输出端口、输入匹配电路、输出匹配电路和晶体管；
[0106]
所述输入匹配电路用于为晶体管栅极提供偏置电压，并在对来自信号输入端口的信号进行接收和输入匹配后，将信号通过晶体管传输给输出匹配电路；所述输出匹配电路用于为晶体管漏极提供偏置电压，并在对接收到的信号进行输出匹配后，将得到的信号传输给信号输出端口对外输出，所述晶体管的源极接地。
[0107]
优选地，晶体管采用功率放大管cree cgh40010f。在本技术的实施例中，所述双频宽带功率放大器集成于介质板的上表面，所述介质板采用rogers 4003c板材，介电常数3.38，厚度为20mil，介质板的下表面为地层，地层全部覆铜。
[0108]
在本技术的实施例中，双频宽带功率放大器在双工作频带范围，即2.5-2.7ghz和3.4-3.6ghz这两个频率范围工作；双频宽带功率放大器输入可以是双工作频带范围内的任意一个频点的信号，也可以是双工作频带范围内任意一段频率范围的信号；两个频率范围的中心频点分别为f1＝2.6ghz和f2＝3.5ghz。
[0109]
所述输入匹配电路包括输入隔直电容、输入匹配枝节、稳定电路和输入偏置电路；
[0110]
所述输入隔直电容的一端与输入信号端口连接，输入隔直电容的另一端与输入匹配枝节连接，用于滤除直流信号；
[0111]
所述输入匹配枝节输入端与输入隔直电容连接，输出端与稳定电路连接，输入匹配枝节将位于双工作频带范围的输入信号传输至稳定电路处，并对双工作频带范围内的晶体管栅极输入阻抗进行调制；所述双工作频带范围是指双频宽带功率放大器工作的两个频率范围；其中，两个工作频率范围的中心频率分别表示为f1和f2；
[0112]
所述稳定电路，用于将输入匹配枝节输出的信号传输到晶体管的栅极，并稳定功率放大器，防止双频带宽功率放大器产生自激振荡；如图2所示，所述稳定电路包括第一电阻(电阻1)、第二电阻(电阻2)和电容，所述第一电阻的第一端与输入匹配枝节的输出端连接，第一电阻的第二端与晶体管的栅极连接；所述第二电阻的第一端连接在第一电阻与晶体管的栅极之间，第二电阻的第二端通过输入偏置电路接入栅极偏置电压；所述电容并联在第一电阻的两端；稳定电路中在输入匹配电路中起到损耗的作用。通过电阻电容，在在双频宽带功率放大器中容易产生自激振荡的频段产生损耗，降低双频宽带功率放大器在此频段的增益，从而防止双频宽带功率放大器在此频段产生自激振荡。
[0113]
所述输入偏置电路采用一段微带线，输入端接入栅极偏置电压，输入偏置电路的输出端通过所述稳定电路中的第二电阻将栅极偏置电压传导至晶体管的栅极。
[0114]
进一步地，所述输出匹配电路包括输出匹配枝节、输出偏置电路和输出隔直电容；
[0115]
所述输出匹配枝节一端与晶体管漏极连接，另一端与输出隔直电容连接；输出匹配枝节将晶体管漏极的输出信号传导至输出隔直电容，并对双工作频带范围内的晶体管漏极输出阻抗进行调制；
[0116]
所述输出隔直电容用于将来自输出匹配枝节的信号进行直流滤除后，将得到的信号传输给信号输出端口对外输出；
[0117]
所述输出偏置电路采用一段微带线，输入端接入漏极偏置电压，输出端通过输出匹配枝节将漏极偏置电压传导至晶体管的漏极处。
[0118]
如图3所示，所述输出匹配枝节包括第一左端匹配枝节(枝节3)、双传输线匹配枝节和第一开/短路匹配枝节；
[0119]
所述第一左端匹配枝节的第一端与晶体管的漏极连接，第一左端匹配枝节的第二端与双传输线匹配枝节的第一端连接，双传输线匹配枝节的第二端与输出隔直电容相连接；
[0120]
所述第一左端匹配枝节为一段传输线；所述第一开/短路匹配枝节包括两段串联的传输线，其中一段传输线(枝节22)末端接地，另一段传输线(枝节21)末端与输出偏置电路相连接；且第一开/短路匹配枝节中，两段串联的传输线串联的公共点连接在第一左端匹配枝节与双传输线匹配枝节的公共端；
[0121]
所述双传输线匹配枝节包括两段并联的传输线(第一段传输线为枝节11，第二段传输线为枝节22)，两段并联的传输线的第一端连接后作为双传输线匹配枝节的第一端，两段并联的传输线的第二端连接后作为双传输线匹配枝节的第二端。
[0122]
如图4所示，所述输入匹配枝节包括第二左端匹配枝节(枝节4)、第二开/短路匹配枝节和右端匹配枝节(枝节6)；
[0123]
所述第二左端匹配枝节的第一端与输入隔直电容相连接，第二左端匹配枝节的第二端与右端匹配枝节的第一端连接，右端匹配枝节的第二端连接稳定电路；
[0124]
所述第二左端匹配枝节和右端匹配枝节均为一段传输线；所述第二开/短路匹配
枝节包括两段串联的传输线，其中一段传输线(枝节52)末端接地，另一段传输线末端(枝节51)保持开路；且第二开/短路匹配枝节中，两段串联的传输线串联的公共点连接在第二左端匹配枝节和右端匹配枝节的公共端。
[0125]
一种双频宽带功率放大器的匹配枝节设计方法，包括以下步骤输出匹配枝节设计步骤和输入匹配枝节设计步骤；
[0126]
图7为输出匹配枝节设计目标示意图，图7中分别标注了功率放大器在双工作频段满足高效工作条件时，输出阻抗的基波及二次谐波区间。在图7中可看出，输出阻抗在基波频段时，输出阻抗在实线圈内工作效率较高，即为高效工作的基波条件；输出阻抗在谐波频段时，输出阻抗在虚线圈内工作效率较高，即为高效工作的谐波条件。由图7可以得出结论：只有在输出阻抗同时满足高效工作的基波条件和谐波条件时，功率放大器才能获得较高的工作效率。
[0127]
所述输出匹配枝节设计步骤包括：
[0128]
a1、假设输出匹配枝节直接采用t型输出阻抗匹配枝节，如图5所示，所述t型输出阻抗匹配枝节包括第一t型阻抗匹配枝节(枝节1)、第二t型阻抗匹配枝节(枝节2)和第三t型阻抗匹配枝节(枝节3)，所述第三t型阻抗匹配枝节的一端连接晶体管漏极，第三t型阻抗匹配枝节的另一端通过第一t型阻抗匹配枝节连接到输出隔直电容，所述第二t型阻抗匹配枝节的一端连接在第三t型阻抗匹配枝节和第一t型阻抗匹配枝节之间，第二t型阻抗匹配枝节的另一端连接输出偏置电路；
[0129]
由基波条件出发，计算t型输出阻抗匹配枝节的各枝节参数，即计算第一t型阻抗匹配枝节～第三t型阻抗匹配枝节的特性阻抗和电长度：
[0130]
设第一t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z1，电长度为θ1，第二t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z2，电长度为θ2，第三t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z3，电长度为θ3，则：
[0131][0132][0133][0134][0135][0136]
其中，k＝f2/f1为双频频率比，z0＝50，r1、r2、x1、x2分别是双工作频带范围内的晶体管漏极输出阻抗的实部和虚部，z
in1
＝g1 j*b1为从第二t型阻抗匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，其中g1为z
in1
的实部，b1为z
in1
的虚部；z
in2
＝g2 j*b2为从第三t型阻抗匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，其中g2为z
in2
的实部，b2为z
in2
的虚部；
[0137]
采用t型输出阻抗匹配枝节时的输出阻抗情况如图8所示，在图中可以发现t型阻
抗匹配枝节可以满足高效工作的基波条件，然而其无法满足高效工作的谐波条件。因此，仅仅采用t型阻抗匹配枝节无法使功率放大器在双频段高效工作。
[0138]
a2、采用双传输线匹配枝节代替第一t型阻抗匹配枝节，在保持基波条件得到满足的同时，在2f1频段满足谐波条件；
[0139]
a21、对于双传输线匹配枝节中两段并联的传输线，设第一段传输线的特性阻抗为z
11
，电长度为θ
11
，第二段传输线的特性阻抗为z
12
，电长度为θ
12
；
[0140]
a22、令双传输线匹配枝节保持f1频段满足基波条件，基于第一t型阻抗匹配枝节的特性阻抗z1和电长度θ1，建立z
11
、z
12
随θ
11
、θ
12
的变换关系：
[0141]
定义z
in1s
为从第一开/短路匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，并得出z
in1
和z
in1s
的表达式如下：
[0142][0143][0144][0145][0146]
令z
in1
和z
in1s
在频率f1处相等，即当f＝f1时，令z
in1
＝z
in1s
得
[0147][0148][0149]
a23、令双传输线匹配枝节保持f2频段满足基波条件，在θ
11
、θ
12
的取值范围内对所有θ
11
、θ
12
的取值组合进行扫描，得到所有满足基波条件θ
11
、θ
12
的组合；
[0150]
扫描过程如下：
[0151]
在1
°
～360
°
范围内扫描θ
11
、θ
12
，扫描步进1
°
；令f＝f2，对于每个θ
11
、θ
12
取值组合，按照步骤a22，由θ
11
、θ
12
、z1、θ1计算此时z
11
、z
12
数值；最后分别计算此时z
in1
和z
in1s
数值，判断此时z
in1
和z
in1s
相差是否小于2；并获得所有满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合；
[0152]
a24、令双传输线匹配枝节在2*f1频段满足谐波条件，求解θ
11
、θ
12
的取值；
[0153]
令双传输线结构在频率f1的二次谐波附近产生射频零点，即令z
in1s
在频率2*f1及其附近落入高效工作的阻抗区间，进一步确定θ
11
和θ
12
的取值范围。至此得出结论，在θ
11
和θ
12
取特定范围时，两种结构在频率f1和f2时传输特性相等或近似相等，即保持高效工作的
基波条件不变；并且在频率f1的二次谐波附近200mhz产生射频零点，即满足2*f1频率高效工作的谐波条件。由于双传输线结构可在2*f1及其附近200mhz产生射频零点，可在较宽的频带满足功率放大器高效率工作的谐波条件，因此采用双传输线结构可展宽双频功率放大器的高效率工作带宽，具体地：
[0154]
a241、令f分别等于2*f1，2*f
1-200mhz和2*f1 200mhz三个频点，此时θ
11
、θ
12
取值范围为满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的所有θ
11
、θ
12
取值组合；
[0155]
a242、对于任一个满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合，在计算此时的z
11
、z
12
数值和z
in1s
数值，并判断是否满足2*f1频段处的谐波条件：z
in1s
实部在三个频点全部小于2，z
in1s
虚部在三个频点全部与x
01
相差小于10，其中x
01
为预设的z
in1s
虚部目标参数；
[0156]
若满足，则将此时的θ
11
、θ
12
取值组合加入预选集m1中；若不满足，则将此时的θ
11
、θ
12
取值组合丢弃；
[0157]
a243、对于每一个满足z
in1
和z
in1s
相差＜2的θ
11
、θ
12
取值组合，重复执行步骤a242后，得到完整的预选集m1；
[0158]
从完整的预选集m1，挑选2*f1频率处z
in1s
虚部与x
01
相差最小的θ
11
、θ
12
取值组合，最终确定其为双传输线结构的电长度组合，根据确定的电长度组合，计算对应的特性阻抗，完成双传输线匹配枝节的设计；
[0159]
a3、采用第一开/短路匹配枝节代替第二t型阻抗匹配枝节，在保持基波条件得到满足的同时，在2f2频段满足谐波条件：
[0160]
a31、对于第一开/短路匹配枝节中两段串联的传输线，设接地的一段传输线(枝节22)特性阻抗为z
22
，电长度为θ
22
，连接输出偏置电路的一段传输线(枝节21)特性阻抗为z
21
，电长度为θ
21
；
[0161]
a32、令第一开/短路匹配枝节保持f1和f2频段同时满足基波条件，基于第二t型阻抗匹配枝节的特性阻抗z2和电长度θ2，建立z
21
、z
22
随θ
21
、θ
22
的变换关系：
[0162]
令z
in2s
为从第一左端匹配枝节处看向输出隔直电容的输出阻抗，得出z
in2
和z
in2s
的表达式如下：
[0163][0164][0165]
当f分别等于f1和f2时，令z
in2
＝z
in2s
，得出开/短路匹配枝节的特性阻抗与其电长度的关系如下所示：
[0166][0167]
[0168][0169]
a33、令第一开/短路匹配枝节在2*f2频段满足谐波条件，
[0170]
在θ
21
、θ
22
的取值范围内对所有θ
21
、θ
22
的取值组合进行扫描，得到所有满足基波条件θ
21
、θ
22
的组合：
[0171]
在1
°
～360
°
范围内扫描θ
21
、θ
22
，扫描步进1
°
；令f＝f2，对于每个θ
21
、θ
22
取值组合，按照步骤a32，计算此时z
21
、z
22
数值；最后分别计算此时z
in2
和z
in2s
数值，判断此时z
in2
和z
in2s
相差是否小于2；并获得所有满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的θ
21
、θ
22
取值组合；
[0172]
a34、令z
in2s
在2f2频率处满足谐波条件，求解θ
21
、θ
22
的取值；
[0173]
令开/短路枝节在频率f2的二次谐波附近产生射频零点，即令z
in2s
在频率2*f2及其附近200mhz处落入高效工作的阻抗区间，进一步确定θ
21
和θ
22
的取值范围。至此得出结论，在θ
21
和θ
22
取特定范围时，两种结构在频率f1和f2时传输特性相等，并且在频率f2的二次谐波附近200mhz产生射频零点，即满足2*f2频率高效工作的谐波条件。由于开/短路枝节可在2*f2及其附近200mhz产生射频零点，可在较宽的频带满足功率放大器高效率工作的谐波条件，因此采用开/短路枝节也可以展宽双频功率放大器的高效率工作带宽，具体地：
[0174]
a341、令f分别等于2*f2，2*f
2-200mhz和2*f2 200mhz；
[0175]
a342、对于满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的任一个θ
21
、θ
22
取值组合，分别计算此时的z
21
、z
22
数值和z
in2s
数值；判断是否满足2f2频率处的谐波条件：z
in2s
实部在三个频点全部小于2，z
in2s
虚部在三个频点全部与x
02
相差小于10；其中x
02
为预设的z
in2s
虚部目标参数；
[0176]
若满足，则将此时的θ
21
、θ
22
取值组合加入预选集m2中；若不满足，则将此时的θ
21
、θ
22
取值组合丢弃；
[0177]
a343、对于每一个满足z
in2
和z
in2s
相差＜2的θ
21
、θ
22
取值组合，重复执行步骤s342，得到完整的预选集m2；
[0178]
从完整的预选集m2中，挑选2*f2频率处z
in2s
虚部与x
02
相差最小的θ
21
、θ
22
取值组合，最终确定其为第一开/短路匹配枝节的电长度组合，根据确定的电长度组合，计算对应的特性阻抗，完成第一开/短路匹配枝节的设计；
[0179]
需要说明的是，输出匹配枝节中的第一左端匹配枝节(枝节3)与第三t型阻抗匹配枝节完全相同，直接采用特性阻抗z3电长度为θ3；
[0180]
由于传输线(枝节)的特性阻抗和电长度确定后，就能够确定传输线(枝节)的长宽尺寸，因此本技术确定了输出匹配直接各部分的特性阻抗和电长度，即完成了整个匹配枝节的设计；实际工作时，由根据特性阻抗和电长度，由仿真软件就能直接生成传输线(枝节)的长、宽取值。
[0181]
所述输入匹配枝节设计步骤包括：
[0182]
b1、首先假设输入匹配枝节直接采用t型输入阻抗匹配枝节，如图6所示，所述t型输入阻抗匹配枝节包括第四t型阻抗匹配枝节(枝节4)、第五t型阻抗匹配枝节(枝节5)和第六t型阻抗匹配枝节(枝节6)，所述第四t型阻抗匹配枝节的一端连接输入隔直电容，另一端通过第六t型阻抗匹配枝节连接稳定电路；所述第五t型阻抗匹配枝节的一端连接在第四t型阻抗匹配枝节和第六t型阻抗匹配枝节之间，另一端接地；
[0183]
由基波条件出发，计算t型阻抗匹配枝节的各枝节参数，即计算第四t型阻抗匹配
枝节～第六t型阻抗匹配枝节的特性阻抗和电长度，设第四t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z4，电长度为θ4，第五t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z5，电长度为θ5，第六t型阻抗匹配枝节的特性阻抗为z6，电长度为θ6，则：
[0184][0185][0186][0187][0188][0189]
其中，k＝f2/f1为双频频率比，z0＝50，r3、r4、x3、x4分别是双工作频带范围内的晶体管栅极输入阻抗的实部和虚部，z
in3
＝g3 j*b3为从第五t型阻抗匹配枝节处看向输入隔直电容的输入阻抗，其中g3为z
in3
的实部，b3为z
in3
的虚部；z
in4
＝g4 j*b4为从第六t型阻抗匹配枝节处看向输入隔直电容的输入阻抗，其中g4为z
in4
的实部，b4为z
in4
的虚部；b2、采用第二开/短路匹配枝节代替第五t型阻抗匹配枝节，并确定第五t型阻抗匹配枝节的设计参数：
[0190]
b2、采用第二开/短路匹配枝节代替第五t型阻抗匹配枝节，对于第二开/短路匹配枝节中两段串联的传输线，设接地的一段传输线(枝节52)特性阻抗为z
52
，电长度为θ
52
，开路的一段传输线(枝节51)特性阻抗为z
51
，电长度为θ
51
；
[0191]
b3、确定z
51
、θ
51
、z
52
、θ
52
之间的关系：
[0192]
令z
in3s
为从第二开/短路匹配枝节处看向输入隔直电容的输出阻抗，z
in4s
为从右端匹配枝节处看向输入隔直电容的输出阻抗，则有如下表达式：
[0193][0194][0195][0196]
当f分别等于f1和f2时，令z
in4
＝z
in4s
，得出第二开/短路匹配枝节的特性阻抗与其电长度的关系如下所示
[0197][0198][0199][0200]
b4、扫描θ
51
、θ
52
取值范围，设置初始取值范围为1
°
～360
°
，扫描步进1
°
；对于每一个的θ
51
、θ
52
取值组合，计算z
51
和z
52
的数值，当其满足条件50＜z
51
＜100和50＜z
52
＜100时，终止扫描，读取此时的θ
51
、θ
52
取值为最终结果，并计算出最终θ
51
、θ
52
对应的z
51
、z
52
，完成第二开短路匹配枝节的设计。
[0201]
需要说明的是，输入匹配枝节中的第二左端匹配枝节(枝节4)与第四t型阻抗匹配枝节完全相同，直接采用特性阻抗z4电长度为θ4；输入匹配枝节中的右端匹配枝节(枝节6)与第六t型阻抗匹配枝节完全相同，直接采用特性阻抗z6电长度为θ6；
[0202]
由于传输线(枝节)的特性阻抗和电长度确定后，就能够确定传输线(枝节)的长宽尺寸，因此本技术确定了输入匹配直接各部分的特性阻抗和电长度，即完成了整个输入匹配枝节的设计；实际工作时，由根据特性阻抗和电长度，由仿真软件就能直接生成传输线(枝节)的长、宽取值。
[0203]
在本发明所述的双频功率放大器中，采用双传输线结构和开/短路枝节结构来代替t型阻抗匹配枝节中的右端和下端枝节。双传输线结构和开/短路枝节结构和t型阻抗匹配枝节中的右端和下端枝节在频率f1和f2处传输性能等效，即能够满足高效工作的基波条件。同时，双传输线结构能够在频率2*f1及其附近200mhz处产生射频零点，拓宽了f1频段满足高效工作谐波条件的带宽；而开/短路枝节能够在频率2*f2及其附近200mhz处产生射频零点，拓宽了f2频段满足高效工作谐波条件的带宽。因此，双传输线结构和开/短路枝节结构各自展宽了双频功率放大器一个工作频带的工作带宽，最终完成对双频功率放大器的工作带宽展宽。
[0204]
在本技术的实施例中，双频功率放大器仿真结果如图8所示。双频功率放大器仿真结果如图9所示。左图为功率放大器在双工作频点(f1＝2.6ghz，f2＝3.5ghz)时的输出功率、效率和增益曲线，可看出此双频功率放大器在双工作频点的输出功率分别为42.2/41.8dbm，增益分别为11.0/10.7db，效率为76/72％。右图为功率放大器在2～4ghz时的输出功率、效率和增益曲线，可看出此双频功率放大器在2.45-2.85ghz和3.4-3.7ghz的频段内能够进行高效率工作(效率＞65％)。本发明提出的双频功率放大器工作性能优秀，带宽较其他双频功率放大器而言具有明显优势。
[0205]
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的方法进行修改，例如所述方法名称的变化等。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。