一种双频大回退Doherty功率放大器及其设计方法

一种双频大回退doherty功率放大器及其设计方法
技术领域
1.本发明属于微波射频通信领域，具体是一种射频功率放大器，尤其涉及一种基于左右手复合传输线结构的双频大回退doherty功率放大器。


背景技术：

2.射频功率放大器是射频通信前端的关键组件，5g通信具有调制复杂、大带宽和信号峰均比高的特点，对功率放大器的回退区间和效率提出了更高要求。采用负载调制技术的doherty功放具有回退效率高和线性度好的优良特性。通过研究双频移相器，将峰值功放的s参数输出匹配至开路点附近，从而提高回退区间，以此来适应5g通信信号高峰均比的特性。由于占用空间少、功耗低等优点，多频带射频功率放大器在近年来受到广泛关注。最早期的多频放大器主要通过安装多个不同频段的放大器并使用单刀多掷开关或使用一个专门设计的宽带负载网络覆盖整个频段来实现。随着器件的小型化、成本降低，前者高额的成本、过大的尺寸和较低的工作效率越来越难以满足相关产业的要求；而后者想要在一个宽带范围内获得高效率相当困难。
3.针对目前技术中存在的困难，有必要进行研究，来实现一种简单的双频结构来实现将峰值功放的输出端口匹配至开路点附近所需的相移，并在此基础上提出一种在保证大回退区间效率情况下的双频doherty功率放大器，并且使其能在5g频段下进行工作。


技术实现要素：

4.为了克服现有技术中存在的技术缺陷，本发明提出了一种基于左右手复合传输线结构的双频大回退doherty功率放大器及其设计方法，采用非对称功分器，t型微带结构和串联微带线构成的双频输入输出匹配网络，多级阶跃微带线串联的双频阻抗逆变器和多级阶跃微带线串联的合路输出匹配网络扩展带宽，复合左右手传输线结构构成的双频移相器实现在5g工作频段内能够保证回退效率和足够的饱和效率的前提下提高回退区间。
5.为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
6.一种双频大回退doherty功率放大器，包括非对称功分器、载波功率放大模块、峰值功率放大模块、双频阻抗逆变器、双频移相器、合路输出匹配网络。
7.所述非对称功分器，输入端与射频信号输出端连接，输出端分别与载波功率放大模块和峰值功率放大器模块输入端连接。
8.所述载波功率放大器模块包括载波功放相位补偿线，载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器、载波输出匹配/偏置网络和双频阻抗逆变器。
9.所述峰值功率放大器模块包括峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器、峰值输出匹配/偏置网络和双频移相器。
10.所述合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。
11.作为优选的技术方案，所述非对称wilkinson功分器，由微带线tl1～tl9，弧形微带线curve1～curve4和电阻r1组成,其中，微带线tl1一端作为端口1，另一端与tl2和tl3的
一端相连接。微带线tl8、tl9一端作为端口2和端口3，另一端分别与微带线tl6、tl7的一端相连。微带线tl2、弧形微带线curve1、微带线tl4、弧形微带线curve3、微带线tl6依次串联构成功分器的一路，微带线tl3、弧形微带线curve2、微带线tl5、弧形微带线curve4、微带线tl7依次串联构成功分器的另一路；微带线tl6和微带线tl7之间串联电阻r1以平衡电流和增加隔离度，构成非对称wilkinson功分器，工作频段为0.7～2.8ghz；公分比为1：2。
12.作为优选的技术方案，所述输入与输出匹配网络采用t型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并在一定程度上拓展两个工作频段的带宽
13.作为优选的技术方案，载波输出匹配至3r
opt
，峰值输出匹配至r
opt
。
14.其中，r
opt
为载波放大器和峰值放大器工作于b类偏置条件下的最佳负载电阻值。
15.作为优选的技术方案，所述双频移相器采用左右手复合线结构构造。左右手复合线结构由微带线tl10、电容c1、c2、c3、微带线tl13依次串联组成，在电容c1和电容c2的连接处，电容c2和电容c3的连接处分别并联短路支节微带线tl11、tl12,
16.左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
[0017][0018][0019]
其中，βr和β
l
分别为单独右手线和单独左手线的传播常数；l'r、c'r、l'
l
、c'
l
分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点；若要是使用复合左右手传输线构造移相器，则需要满足：
[0020][0021]
β
crlh
(ω＝ω1)＝β1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0022]
其中，z
t
为峰值输出匹配的最佳阻抗值r
opt
；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移；
[0023]
将满足条件的公式与最佳阻抗值构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的相移要求，则左右手符合传输线的参数：
[0024][0025]
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所需要的相移；上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用lc梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
[0026][0027]
其中，n为lc梯形结构单元的个数，φ1、φ2为n个结构单元的总相移。
[0028]
作为优选的技术方案，所述合路输出匹配网络，采用多节串联的阶跃微带线构成，在一定程度上扩展合路输出匹配网络的输出带宽。
[0029]
本发明还公开了一种基于左右手复合线结构的双频大回退doherty功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：
[0030]
步骤s1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
[0031]
步骤s2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
[0032]
步骤s3：设计双频阻抗逆变器，
[0033]
步骤s4：设计输入匹配电路；
[0034]
步骤s5：设计偏置电路；
[0035]
步骤s6：设计非对称功分器；
[0036]
步骤s7：设计双频移相器，具体步骤如下：
[0037]
根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；并且测试之前
[0038]
步骤中所构造的doherty电路中，峰值功率放大器支路中两个频点的s参数，并计算出将峰值功放的s参数在两个工作频段输出匹配值至开路点附近所需要的相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的lc结构单元个数n，确认阻抗z
t
＝r
opt
＝50ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构用于构造双频移相器；
[0039][0040]
步骤s8：设计相位补偿线电路；
[0041]
步骤s9：设计后匹配电路；
[0042]
步骤s10：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
[0043]
与现有技术相比较，本发明具有如下技术效果：
[0044]
1、本发明采用左右手复合传输线来构造双频移相器，实现峰值功放的输出匹配网络的s参数在0.7～0.8ghz、2.6～2.8ghz的工作频段内尽可能的贴近开路点附近，从而能够在小信号输入状态时使峰值功放完全处于开路状态，减少峰值输出匹配网络对载波回路的影响，从而进一步的提高回退区间。
[0045]
2、本发明能够应用在5g基站的功率放大器模块中，实现两个5g频段的并发功能，减少了整体的成本，可以很好的应用于第五代移动通信系统中。
附图说明
[0046]
图1是传统doherty功率放大器模块框图。
[0047]
图2是本发明的基于左右手复合线结构的双频大回退doherty功率放大器的原理框图。
[0048]
图3是本发明的非对称功分器结构示意图。
[0049]
图4是本发明的非对称功分器小信号仿真结果。
[0050]
图5是本发明的理想平衡条件下的左右手传输线的简化等效电路模型。
[0051]
图6是本发明的双频移相器的结构示意图。
[0052]
图7是本发明的应用双频移相器的峰值功放回路s参数仿真结果图。
[0053]
图8是本发明提供的基于左右手复合线结构的双频大回退doherty功率放大器的大信号特性仿真结果示意图。
具体实施方式
[0054]
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0055]
参见图2，所示为本发明实施例的基于左右手复合线结构的双频大回退doherty功率放大器的原理框图，包括基于左右手传输线的非对称功分器、载波功率放大器模块、峰值功率放大器模块、双频移相器、合路输出匹配网络。与图1所示传统doherty结构相比，本发明将应用左右手复合线结构构造双频移相器来调整峰值功放回路的s参数状态。载波功率放大器模块包括载波功放相位补偿线、载波输入匹配/偏置网络、载波功率放大器、载波输出匹配/偏置网络和双频阻抗逆变器；峰值功率放大器模块包括峰值输入匹配/偏置网络、峰值功率放大器、峰值输出匹配/偏置网络和双频移相器；合路输出匹配网络包括三节阶跃式阻抗匹配微带线。非对称功分器实现在一定的频率范围内的功率1：2的分配；利用左右手传输线理论的移相器能够实现峰值功放的输出匹配网络的s参数在设计的工作频段内尽可能的贴近开路点附近，从而能够在小信号输入状态时使峰值功放完全处于开路状态，减少峰值输出匹配网络对载波回路的影响，从而进一步的提高回退区间展。峰值功放输出端因为有双频移相器，为了保证载波功放和峰值功放在合路点能够达到相同的相位，在载波功放的输入端加上了相位补偿线。
[0056]
在本实施例中，所述输入与输出匹配网络采用t型结构和阶跃微带线串联的结构进行双频阻抗匹配，并在一定程度上拓展两个工作频段的带宽。偏置电路采用该领域常规技术方法实现；载波输出匹配至3r
opt
,峰值输出匹配至r
opt
。所述峰值功放移相器与载波功
放相位补偿线相同，都为基于左右手传输线，特征阻抗为50ω的双频移相器(中心频率时)。
[0057]
其中，r
opt
为载波放大器和峰值放大器工作于b类模式下的最佳负载电阻值。
[0058]
参见图3和图4为本实施例非对称功分器的原理框图和仿真结果，非对称功分器由微带线tl1～tl9，弧形微带线curve1～curve4和电阻r1组成,其中，微带线tl1一端作为端口1，另一端与tl2和tl3的一端相连接。微带线tl8、tl9一端作为端口2和端口3，另一端分别与微带线tl6、tl7的一端相连。微带线tl2、弧形微带线curve1、微带线tl4、弧形微带线curve3、微带线tl6依次串联构成功分器的一路，微带线tl3、弧形微带线curve2、微带线tl5、弧形微带线curve4、微带线tl7依次串联构成功分器的另一路；微带线tl6和微带线tl7之间串联电阻r1以平衡电流和增加隔离度，构成非对称wilkinson功分器，工作频段为0.7～2.8ghz；公分比为1：2。
[0059]
参见图6为本实施例双频移相器，采用左右手复合线结构构造。左右手复合线结构由微带线tl10、电容c1、c2、c3、微带线tl13依次串联组成，在电容c1和电容c2的连接处，电容c2和电容c3的连接处分别并联短路支节微带线tl11、tl12,左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
[0060][0061][0062]
其中，βr和β
l
分别为单独右手线和单独左手线的传播常数；l'r、c'r、l'
l
、c'
l
分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点；若要是使用复合左右手传输线构造移相器，则需要满足：
[0063][0064]
β
crlh
(ω＝ω1)＝β1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0065]
其中，z
t
为峰值输出匹配的最佳阻抗值r
opt
；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移；
[0066]
将满足条件的公式与最佳阻抗值构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的相移要求，则左右手符合传输线的参数：
[0067][0068]
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所需要的相移；上述的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用lc梯形网络构造复合左
右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
[0069][0070]
其中，n为lc梯形结构单元的个数，φ1、φ2为n个结构单元的总相移。
[0071]
本实施例中将lr，cr,l
l
转换成微带线，保留c
l
的原始值。双频移相器中的左右手复合线选取c
l
＝2.6pf，短路支节线选取z0[0072]
＝120ω、θ＝51
°
,两端右手线选取z0＝50ω、θ＝138
°
[0073]
参见图7为本实施例应用双频移相器后峰值功放回路s参数输出匹配的仿真结果图，在0.7～0.8ghz、2.6～2.8ghz的频段内，两个中心频率的s参数都能够非常的接近史密斯圆图的开路点，两个频段的s参数都是贴近史密斯圆图的边缘。
[0074]
参见图8为本实施例基于左右手复合线结构的双频大回退doherty功率放大器的大信号特性仿真结果示意图，由于在峰值功放的输出端加入基于左右手复合线结构的双频移相器，使得doherty能够在两个频段内，在保证回退效率和饱和效率的同时，提高了回退的区间。在工作频段2.6～2.8ghz内饱和输出功率约为45dbm，饱和漏极效率为70％～60％，％6db回退效率为50％～48％，11db回退效率为47％～44％；0.7～0.8ghz内饱和输出功率约为44.5dbm，饱和漏极效率为66％～61％，6db回退效率为45％～42％，11db回退效率为50％～48％。
[0075]
本发明还公开了一种基于左右手复合线结构的双频doherty功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：步骤s1：对所使用的功率放大器根据要求的频率进行load pull得到需要的最佳功率和最佳效率点的阻抗；
[0076]
步骤s2：对最佳的阻抗值进行相应的双频输出匹配电路设计；
[0077]
步骤s3：设计双频阻抗逆变器，
[0078]
步骤s4：设计输入匹配电路；
[0079]
步骤s5：设计偏置电路；
[0080]
步骤s6：设计非对称功分器；
[0081]
步骤s7：设计双频移相器，具体步骤如下：
[0082]
根据要求的双频频段得到两个中心频点ω1、ω2；并且测试之前
[0083]
步骤中所构造的doherty电路中，峰值功率放大器支路中两个频点的s参数，并计算出将峰值功放的s参数在两个工作频段输出匹配值至开路点附近所需要的相移φ1、φ2；根据电路参数要求分析得到所需的lc结构单元个数n，确认阻抗z
t
＝r
opt
＝50ω；利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数；考虑实际电路，利用微带线等效左右手线参数，并将所得结构用于构造双频移相器；
[0084][0085]
步骤s8：设计相位补偿线电路；
[0086]
步骤s9：设计后匹配电路；
[0087]
步骤s10：搭建整体电路，并对整体电路进行优化。
[0088]
作为进一步的改进方案，上述步骤s7 6中，利用下式将上述分析所得的参数转换为实际左右手传输线的电感电容元件参数设计过程包括：
[0089]
左右手复合线的传播常数和特性阻抗分别为：
[0090][0091][0092]
其中，βr和β
l
分别为单独右手线和单独左手线的传播常数；l'r、c'r、l'
l
、c'
l
分别为单位长度的分布电感、电容；ω为工作频率点；若要是使用复合左右手传输线构造移相器，则需要满足：
[0093][0094]
β
crlh
(ω＝ω1)＝β1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0095]
其中，z
t
为峰值输出匹配的最佳阻抗值r
opt
；ω1为第一个工作频点；β1为第一个工作频点所对应的相移；
[0096]
将满足条件的公式与最佳阻抗值构成了三个独立、却包含四个变量的方程，因此拥有一个自由度，使其有可能满足第二个工作频点的相移要求，则左右手符合传输线的参数：
[0097][0098]
其中，ω1、ω2为工作的两个频点，β1、β2分别为两个工作频点所需要的相移；上述
的参数为理想均匀的复合左右手传输线，但在实际应用中通常使用lc梯形网络构造复合左右手传输线，因此实际左右手传输线的参数：
[0099][0100]
其中，n为lc梯形结构单元的个数，φ1、φ2为n个结构单元的总相移。
[0101]
本实施例中将lr，cr,l
l
转换成微带线，保留c
l
的原始值。
[0102]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。