基于能量控制的风电柔直送出次同步振荡抑制方法及系统

1.本发明涉及电力电子技术领域，具体地说，涉及一种基于能量控制器的风电柔直送出次同步振荡抑制方法及系统。


背景技术：

2.风电已成为我国的第三大主力电源。然而，我国陆上的千万千瓦级风电基地主要坐落于三北地区，距离负荷中心远，需要通过高压直流输电将风电输送至负荷中心。柔性直流输电技术由于其在有功无功等调节上具有灵活可变的优势，逐渐成为高压直流输电的主流。模块化多电平换流器(mmc)因其模块化程度高、损耗低、易扩展等优势成为柔直换流器的主流拓扑。但是随着风电柔直送出工程的不断建设，风电柔直送出系统的振荡问题凸显。目前工程上mmc采用的控制策略主要是借鉴两电平电压源型换流器(vsc)的矢量控制结构，并未对mmc内部电容能量进行有效控制。而不同于两电平vsc，mmc的内部电容能量可以作为额外的控制自由度，可以用来实现更好的控制性能。目前尚缺乏采用能量控制实现风电-柔直mmc互联系统次同步振荡抑制的研究。


技术实现要素：

3.针对现有技术中的不足，本发明的目的是提供一种基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制方法及系统。
4.为实现上述目的，本发明采用以下技术方案。
5.根据本发明的一个方面，提供了一种基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制方法，包括：
6.mmc的基本控制器输出交流电压参考值和环流电压二倍频分量的参考值；
7.mmc的总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压直流分量的参考值；
8.mmc的桥臂间能量控制器输出环流电压基频分量的参考值；
9.将所述交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值、所述环流电压直流分量的参考值以及所述环流电压基频分量的参考值作为输出调制信号。
10.优选地，所述mmc的基本控制器包括交流电压控制器和环流电压抑制器；
11.所述交流电压控制器的控制器参数包括：
12.交流电压外环的比例和积分系数和电流内环的比例和积分系数；
13.所述环流电压抑制器的控制器参数包括：
14.环流电压抑制器的比例和积分系数；
15.所述总能量控制器和相间能量控制器的控制器参数包括：
16.总能量控制器外环的比例和积分系数，相间能量控制器外环的比例和积分系数和能量控制器电流内环的比例和积分系数；
17.所述桥臂间能量控制器的控制器参数包括：
18.桥臂间能量控制器外环的比例和积分系数和能量控制器电流内环的比例和积分
系数。
19.优选地，所述mmc的基本控制器输出交流电压参考值和环流电压二倍频分量的参考值，包括：
20.所述交流电压控制器电压外环：
[0021][0022]
式中和分别是电流内环dq轴参考值，和分别是交流电压外环dq轴参考值，u
sd
和u
sq
分别是交流电压外环dq轴实际值，k
pac
和k
iac
分别是所述交流电压外环比例和所述积分系数；
[0023]
所述交流电压控制器电流内环：
[0024][0025]
式中和是交流电压参考值的dq分量，i
sd
和i
sq
分别是电流内环dq轴电流实际值，ω是电网角频率，l交流侧等效电感，k
pc
和k
ic
是交流电压内环的比例和积分系数；
[0026]
将和通过dq变换，输出所述交流电压参考值
[0027]
所述环流电压抑制器，包括：
[0028][0029]
式中和分别是环流电压二倍频分量的dq轴参考值，和分别是环流电压二倍频分量的dq轴参考值，i
com2d
和i
com2q
分别是环流电压二倍频分量的dq轴实际值，设置为0，l
arm
是mmc桥臂等效电感，k
pccsc
和k
iccsc
分别是所述环流抑制器的比例和积分系数；
[0030]
经过dq变换输出所述环流电压二倍频分量的参考值
[0031]
优选地，所述mmc的总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量，包括：
[0032]
定义mmc三相6个桥臂的总能量和三相之间的能量差为：
[0033][0034]
式中w
tot
代表三相总能量，wa→b和wa→c代表a相和b相之间的能量差和a相和c相之间的能量差，w
∑j
(j＝a,b,c)代表j相上下桥臂电容的能量之和；
[0035]
由所述mmc三相桥臂功率表达式得：
[0036]
[0037]
式中u
pj
和u
nj
代表上下桥臂子模块输出电压，i
pj
和i
nj
代表上下桥臂子模块电流，u
comj
和i
comj
代表共模电压和共模电流，u
diffj
代表差模电压，i
sj
代表交流侧电流；
[0038]
将式(5)写成三相形式，并令共模电压u
comj
近似为u
dc
/2、差模电压u
diffj
近似为交流侧电压u
sj
，得到
[0039][0040]
其中，上划线表示变量的直流分量，i
com_dc(tot)
表示三相共模电流直流分量的和，i
com_dc(a
→
b)
表示a相共模电流与b相共模电流直流分量之差，i
com_dc(a
→
c)
表示a相共模电流与c相共模电流直流分量之差，ps表示三相交流侧功率之和，表示a相交流侧功率与b相交流侧功率直流分量之差，表示a相交流侧功率与c相交流侧功率直流分量之差；
[0041]
定义转换矩阵k及其逆为：
[0042][0043]
则所述总能量控制器外环的控制方程为：
[0044][0045]
式中代表三相共模电流直流分量的和的参考值，代表总能量参考值，u
dc
代表直流侧电压，k
ptot
和k
itot
代表所述总能量控制器外环的比例和积分系数；
[0046]
所述相间能量控制器外环的控制方程为：
[0047][0048]
式中代表a相共模电流与b相共模电流直流分量之差的参考值，代表a相共模电流与c相共模电流直流分量之差的参考值，代表a相与b相能量之差的直流分量参考值，代表a相与c相能量之差的直流分量参考值,k
pab
和k
iab
代表a相与b相间能量控制器外环的比例和积分常数，k
pac
和k
iac
代表a相与c所述相间能量控制器外环的比例和积分系数；
[0049]
经过电流内环输出所述环流电压直流分量的参考值：
[0050][0051]
式中k
pcom
和k
icom
代表能量所述控制器电流内环的比例和积分系数。
[0052]
优选地，所述桥臂间能量控制器输出环流电压参考值的基频分量，包括：
[0053]
由mmc三相功率表达式得到：
[0054][0055]
式中w
δj
代表j相上下桥臂之间的能量差；
[0056]
将共模电压u
comj
近似为u
dc
/2，差模电压u
diffj
近似为交流侧电压u
sj
，并提取其直流分量得：
[0057][0058]
电网电压u
sj
是正弦量，注入一倍频的共模电流分量改变上下桥臂能量差的直流分量
[0059]
共模电流分量的相位取和电网电压相位相同时，注入的共模电压模值为最小，式(12)表示为：
[0060][0061]
式中u
sj
表示交流侧电压u
sj
的幅值，i
comj_1ω
表示共模电流i
comj
基频分量的幅值；
[0062]
设计所述桥臂间能量控制器:
[0063][0064]
式(14)中共模电流i
comj
基频分量幅值的参考值，表示j相上下桥臂能量差的参考值，k
pδa
和k
iδa
代表j相桥臂间能量控制器的比例和积分常数；
[0065]usj
的相位可以由锁相环得到，假设锁相环的输出为θ，定义对角矩阵为：
[0066]
a＝diag[sin(θ),sin(θ-2π/3),sin(θ-4π/3)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(33)
[0067]
则桥臂共模电压的基频分量为:
[0068][0069]
式中共模电流i
comj
基频分量的参考值；
[0070]
经过能量控制器电流内环输出所述环流电压基频分量的参考值：
[0071][0072]
式中h
com
是相位补偿器。
[0073]
优选地，还包括在mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，调节总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压直流分量的参考值。
[0074]
优选地，所述mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，调节总能量控制
器和相间能量控制器输出环流电压直流分量的参考值，包括：
[0075]
所述总能量控制器的参考值根据交流侧mmc输出功率的大小调节mmc电容中储存的能量，当交流侧功率变大时，mmc电容主动吸收能量，当交流侧功率变小时，mmc电容主动释放能量：
[0076][0077]
式中是总能量控制器参考值，是总能量额定值，kd是阻尼系数，p
srat
是交流侧功率额定值，ps是交流侧功率实际值。
[0078]
优选地，所述将所述交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值、所述流电压直流分量的参考值和所述环流电压(一倍频)基频分量的参考值送调制环节输出调制信号，包括将各个所述参考值叠加处理后作为mmc最后的调制电压输出。
[0079]
根据本发明的第二个方面，提供一种基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制系统，采用上述的方法对风电场柔直互联系统进行次同步振荡抑制，包括：
[0080]
mmc的基本控制器模块，所述mmc的基本控制器模块输出交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值；
[0081]
mmc的总能量控制器和相间能量控制器模块，所述总能量控制器和相间能量控制器模块输出环流电压参考值的直流分量；
[0082]
mmc的桥臂间能量控制器模块，所述mmc的桥臂间能量控制器模块输出环流电压参考值的基频分量；
[0083]
调制模块，所述调制模块将所述交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值、所述流电压直流分量的参考值和所述环流电压(一倍频)基频分量的参考值叠加获得调制信号。
[0084]
优选地，还包括：调节模块，所述调节模块将mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，调节所述总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量。
[0085]
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下的有益效果：
[0086]
本发明提供的基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制方法及系统，充分利用了mmc的多控制自由度，通过对桥臂电容能量进行控制，不仅能有效抑制风电柔直送出系统的次同步振荡问题，还可改善mmc的内部电容电压和直流侧电压的控制性能。
附图说明
[0087]
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0088]
图1为本发明一优选实施例中风电柔直送出系统的拓扑结构示意图；
[0089]
图2为本发明一优选实施例中mmc基本控制器控制系统框图，a为交流电压控制器示意图，b为环流电压控制器示意图；
[0090]
图3为本发明一优选实施例中mmc总能量控制器和相间能量控制器控制系统框图；
[0091]
图4为本发明一优选实施例中mmc桥臂间能量控制器控制系统框图；
[0092]
图5为本发明一优选实施例中mmc交流侧功率阻尼控制系统框图；
[0093]
图6为本发明一优选实施例中基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制系统的结构示意图；
[0094]
图7为本发明一具体实施例的次同步振荡抑制效果示意图。
具体实施方式
[0095]
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0096]
本发明一实施例提供了基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制的方法，包括：
[0097]
s100，基本控制器输出交流电压参考值以及环流电压的二倍频分量；
[0098]
s200，总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量；
[0099]
s300，桥臂间能量控制器输出环流电压参考值的基频分量；
[0100]
s400，将交流电压的参考值、环流电压二倍频分量的参考值、环流电压直流分量的参考值以及环流电压基频分量的参考值送入调制环节输出调制信号。
[0101]
本发明基于上述实施例进一步优化提供一个优选实施例，请参照图6，包括以下步骤：
[0102]
s1：mmc基本控制器，基本控制器输出交流电压参考值和环流电压的二倍频分量。
[0103]
s2：mmc总能量控制器和相间能量控制器，总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量。
[0104]
s3：mmc桥臂间能量控制器，桥臂间能量控制器输出环流电压参考值的基频分量；
[0105]
s4：mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，进一步调节总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量
[0106]
s5：将交流电压的参考值、环流电压二倍频分量的参考值、环流电压直流分量的参考值以及环流电压基频分量的参考值送调制环节输出调制信号。
[0107]
作为一优选实施例，交流电压控制器的控制器参数包括：交流电压外环的比例和积分系数以及电流内环的比例和积分系数；
[0108]
作为一优选实施例，环流抑制器的控制器参数包括：环流抑制器的比例和积分系数；
[0109]
作为一优选实施例，总能量控制器和相间能量控制器的控制器参数包括：总能量控制器外环的比例和积分系数，相间能量控制器外环的比例和积分系数以及能量控制器电流内环的比例和积分系数；
[0110]
作为一优选实施例，桥臂间能量控制器的控制器参数包括：桥臂间能量控制器外环的比例和积分系数和能量控制器电流内环的比例和积分系数；
[0111]
在本发明的一个实施例中，实行s1，mmc基本控制器包括mmc交流电压控制器和mmc环流抑制器，其各自输出交流电压参考值和环流电压的二倍频分量。具体的，包括：
[0112]
s11，mmc交流电压控制器，请参照图2(a)，包括：
[0113]
建立mmc交流电压控制器外环：
[0114][0115]
式中和分别是电流内环dq轴参考值，和分别是交流电压外环dq轴参考值，u
sd
和u
sq
分别是交流电压外环dq轴实际值，k
pac
和k
iac
分别是交流电压外环比例和积分系数。
[0116]
接着建立mmc交流电压控制电流内环：
[0117][0118]
式中和是交流电压参考值的dq分量，ω是电网角频率，l交流侧等效电感，k
pc
和k
ic
是交流电压内环的比例和积分系数。
[0119]
然后将和通过dq变换，输出交流电压参考值
[0120]
s12，mmc环流抑制器，请参照图2(b)，包括：
[0121]
建立环流抑制器：
[0122][0123]
式中和分别是环流电压二倍频分量的dq轴参考值，和分别是环流电压二倍频分量的dq轴参考值，i
com2d
和i
com2q
分别是环流电压二倍频分量的dq轴实际值，一般设置为0，l
arm
是mmc桥臂等效电感，k
pccsc
和k
iccsc
分别是环流抑制器的比例和积分系数。
[0124]
然后经过dq变换输出环流电压二倍频分量的参考值
[0125]
在本发明的另一个实施例中，实行s2，mmc总能量控制器和相间能量控制器，请参照图3，包括：
[0126]
定义mmc三相6个桥臂的总能量以及三相之间的能量差为：
[0127][0128]
上式中w
tot
代表三相总能量，wa→b和wa→c代表a相和b相之间的能量差以及a相和c相之间的能量差，w
∑j
(j＝a,b,c)代表j相上下桥臂电容的能量之和.
[0129]
由mmc三相桥臂功率表达式可得：
[0130][0131]
式中u
pj
和u
nj
代表上下桥臂子模块输出电压，i
pj
和i
nj
代表上下桥臂子模块电流，u
comj
和i
comj
代表共模电压和共模电流，u
diffj
代表差模电压，i
sj
代表交流侧电流。
[0132]
将上式写成三相形式，并令共模电压u
comj
近似为u
dc
/2,差模电压u
diffj
近似为交流
侧电压u
sj
可
[0133][0134]
其中，上划线表示变量的直流分量，i
com_dc(tot)
表示三相共模电流直流分量的和，i
com_dc(a
→
b)
表示a相共模电流与b相共模电流直流分量之差，i
com_dc(a
→
c)
表示a相共模电流与c相共模电流直流分量之差。ps表示三相交流侧功率之和，表示a相交流侧功率与b相交流侧功率直流分量之差，表示a相交流侧功率与c相交流侧功率直流分量之差。
[0135]
定义转换矩阵k及其逆为：
[0136][0137]
则总能量控制器外环的控制方程如下：
[0138][0139]
式中代表三相共模电流直流分量的和的参考值，代表总能量参考值，u
dc
代表直流侧电压，k
ptot
和k
itot
代表总能量控制器外环的比例和积分系数。
[0140]
相间能量控制器外环的控制方程如下：
[0141][0142]
式中代表a相共模电流与b相共模电流直流分量之差的参考值，代表a相共模电流与c相共模电流直流分量之差的参考值，代表a相与b相能量之差的直流分量参考值，代表a相与c相能量之差的直流分量参考值,k
pab
和k
iab
代表a相与b相间能量控制器外环的比例和积分常数，k
pac
和k
iac
代表a相与c相间能量控制器外环的比例和积分常数。
[0143]
接着经过电流内环输出环流电压直流分量的参考值：
[0144][0145]
式中k
pcom
和k
icom
代表能量控制器电流内环的比例和积分常数。
[0146]
在本发明的另一个实施例中，实行s3，mmc桥臂间能量控制器，请参照图3，包括：
[0147]
由mmc三相功率表达式可以得到：
[0148][0149]
式中w
δj
代表j相上下桥臂之间的能量差。
[0150]
将共模电压u
comj
近似为u
dc
/2，差模电压u
diffj
近似为交流侧电压u
sj
，并提取其直流分量可得：
[0151][0152]
因为电网电压u
sj
是正弦量，要改变上下桥臂能量差的直流分量必须注入一倍频的共模电流分量，而共模电流分量的相位取和电网电压相位相同时，注入的共模电压模值可以最小，上式可以表示为：
[0153][0154]
上式中u
sj
表示交流侧电压u
sj
的幅值，i
comj_1ω
表示共模电流i
comj
基频分量的幅值。
[0155]
由此可以设计桥臂间能量控制器:
[0156][0157]
式中共模电流i
comj
基频分量幅值的参考值，表示j相上下桥臂能量差的参考值，k
pδa
和k
iδa
代表j相桥臂间能量控制器的比例和积分常数。
[0158]
同时u
sj
的相位可以由锁相环得到，假设锁相环的输出为θ，定义对角矩阵如下：
[0159]
a＝diag[sin(θ),sin(θ-2π/3),sin(θ-4π/3)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(51)
[0160]
则桥臂共模电压的基频分量为:
[0161][0162]
式中共模电流i
comj
基频分量的参考值。
[0163]
经过能量控制器电流内环输出环流电压基频分量的参考值：
[0164][0165]
式中h
com
是相位补偿器。
[0166]
在本发明的另一个优选实施例中，实行s4，在mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，调节上述s2中获得的总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压直流分量的参考值，请参照图5，包括：
[0167]
总能量控制器的参考值能够根据交流侧mmc输出功率的大小调节mmc电容中储存的能量，当交流侧功率变大时，mmc电容主动吸收能量，当交流侧功率变小时，mmc电容主动释放能量：
[0168][0169]
式中是总能量控制器参考值，是总能量额定值，kd是阻尼系数，是交流侧功率额定值，ps是交流侧功率实际值。本实施例能够改善风电-柔直mmc互联系统低频稳定性。
[0170]
在本发明的其他实施中，在获得了上述s1、s2、s3和s4各自的参考值后，实行s5，所述将交流电压的参考值、环流电压二倍频分量的参考值、环流电压直流分量的参考值以及环流电压基频分量的参考值叠加后作为mmc最后的调制电压输出。
[0171]
基于相同的发明构思，本发明的另一个实施例还提供了一种基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制的系统，用于实现本发明上述实施例所提供的基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制的方法，包括：mmc的基本控制器模块、mmc的总能量控制器和相间能量控制器模块、mmc的桥臂间能量控制器模块、调节模块和调制模块。mmc的基本控制器模块输出交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值；总能量控制器和相间能量控制器模块输出环流电压参考值的直流分量；mmc的桥臂间能量控制器模块输出环流电压参考值的基频分量；调节模块将mmc总能量参考值中引入交流侧功率阻尼控制环节，调节所述总能量控制器和相间能量控制器输出环流电压参考值的直流分量；调制模块将所述交流电压参考值、环流电压二倍频分量的参考值、所述流电压直流分量的参考值以及所述环流电压(一倍频)基频分量的参考值叠加获得调制信号。
[0172]
基于相同的发明构思，在本发明的其他实施例中，还提供一个应用实施例。基于风电柔直送出系统，风电场输出的有功功率为356.8mw，pcc点电压为230kv，mmc采用基本控制加环流抑制，额定功率为1100mw，直流侧额定电压为
±
400kv，交流侧额定电压为416kv，柔直换流变压器电压变比为416kv/230kv，在2s时投入总能量控制器、相间能量控制器、桥臂间能量控制器以及交流侧功率阻尼控制。执行上述s1-s5，如图7所示，为本实施例的次同步振荡抑制效果，可以看到在t＝2s之前，pcc点的电流、有功功率与无功功率均出次同步振荡，此时投入总能量控制器、相间能量控制器、桥臂间能量控制器以及交流侧功率阻尼控制，可以有效地抑制振荡。
[0173]
由此可见，本发明上述实施例提供的一种基于能量控制器的风电柔直送出系统次同步振荡抑制的方法及系统，通过附加总能量控制器、相间能量控制器和桥臂间能量控制器以及交流侧功率阻尼控制进行次同步振荡抑制，有效地抑制了风电柔直送出系统的次同步振荡问题。
[0174]
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。