均衡器电路及相关功率管理电路的制作方法

均衡器电路及相关功率管理电路
1.相关专利申请
2.本技术要求2021年1月8日提交的第63/135,134号临时专利申请的权益，所述专利申请通过本发明的整体引用，成为本发明的一部分。
技术领域
3.本发明涉及一种均衡器电路，具体涉及功率管理电路(在宽调制带宽范围中工作)中的一种均衡器电路。


背景技术：

4.移动通信设备可提供无线通信服务，在当今社会中越来越普遍。目前在移动通信设备上能够启用许多功能，这些功能部分推动了这些移动通信设备的普及。此类设备的处理能力提高，这意味着，移动通信设备已从单纯的通信工具演变成复杂的移动多媒体中心，从而增强了用户体验。
5.无线通信技术在12ghz频率以上的mmwave频谱中传输毫米波(mmwave)射频(rf)信号，而再定义用户体验需要无线通信技术(如第五代新无线电(5g-nr)技术)提供较高的数据速率。为了获得较高的数据速率，移动通信设备可利用功率放大器来增加mmwave rf信号的输出功率(例如，保持充足的能量(每比特))。但是，在增加mmwave rf信号输出功率的同时，也导致移动通信设备的功耗和散热随之增加，这对设备的整体性能和用户体验产生了影响。
6.包络线跟踪(et)是一种功率管理技术，旨在提高功率放大器的效率水平，有助于减少移动通信设备的功耗和散热。在et系统中，功率放大器根据时变et电压(根据rf信号的时变振幅产生)放大rf信号。更具体地说，时变et电压与跟踪(例如，升高和降低)rf信号时变功率包络线的时变电压包络线相对应。可以理解的是，时变电压包络线对时变功率包络线的跟踪性能越好，功率放大器的线性度越高。
7.但是，特别是在产生时变et电压以跟踪高调制带宽(例如，》200mhz)rf信号的时变功率包络线时，时变et电压极易受因跟踪电感和/或负载阻抗而导致的失真的影响。因此，时变电压包络线可能与rf信号的时变功率包络线不一致，从而导致rf信号出现不利失真(例如，振幅截波)。为此，需要减少因跟踪电感和/或负载阻抗而导致的时变et电压失真。


技术实现要素：

8.本发明的实施例涉及均衡器电路及相关功率管理电路。所述功率管理电路包括一个电压放大电路，其可根据差分目标电压产生包络线跟踪(et)电压，并通过信号通路向功率放大电路提供et电压来放大射频(rf)信号。值得注意的是，电压放大电路可具有固有阻抗，信号通路可具有固有跟踪电感，它们会共同导致et电压失真。因此，在功率管理电路中使用一个均衡器电路来在产生et电压之前均衡差分目标电压。具体地说，在均衡器电路中产生一个传递函数(包括一个二阶复零点项和一个实零点项)，用于抵消固有跟踪电感和固
有阻抗的传递函数。利用包括实零点项的二阶传递函数来抵消固有跟踪电感和固有阻抗，可减少et电压失真，特别是在宽调制带宽范围内(例如，》200mhz)调制rf信号时。
9.一方面，提供一个均衡器电路，其包括一个接收差分目标电压(包括一个负目标电压和一个正目标电压)的电压输入端，一个输出均衡目标电压(与差分目标电压对应)的电压输出端以及包括一个在电压输入端和电压输出端之间耦合的均衡器调谐电路。可以根据传递函数(包括一个二阶复零点项和一个实零点项)，通过所述均衡器调谐电路从差分目标电压中产生均衡目标电压。
10.另一方面，提供一个功率管理电路。所述功率管理电路包括一个均衡器电路。所述均衡器电路包括一个接收差分目标电压(包括一个负目标电压和一个正目标电压)的电压输入端。所述均衡器电路还包括一个输出均衡目标电压(与差分目标电压对应)的电压输出端。所述均衡器电路还包括一个在电压输入端和电压输出端之间耦合的均衡器调谐电路。所述均衡器调谐电路可促使根据传递函数(包括一个二阶复零点项和一个实零点项)从差分目标电压中产生均衡目标电压。所述功率管理电路还包括一个电压放大电路，可根据均衡目标电压产生et电压。
11.在结合附图阅读优选实施例的以下详细说明后，本领域技术人员会理解本发明的范围，并认识到其他方面。
附图说明
12.附图纳入并构成本说明书的一部分，显示了本公开的一些方面，并与以下说明一起解释本公开的原理。
13.图1为示例性常规包络线跟踪(et)功率放大器装置(可产生et电压)的示意图；
14.图2为示例性等效电路的示意图，显示了图1所述常规功率放大器装置中可使et电压失真的各种阻抗和/或电感；
15.图3为示例性说明图2所述等效电路电压扰动(可使图1所述et电压失真)因素的图表；
16.图4为本发明一个实施例中示例性功率管理电路的示意图，其中所述功率管理电路可实现二阶复零点传递函数(包括实零点项)，抵消et电压的电压扰动；
17.图5为示例性说明图4所述功率管理电路如何根据二阶复零点传递函数(包括实零点项)抵消et电压的电压扰动有效减少图3所示电压扰动的图表；
18.图6为示例性说明本发明一个实施例中图4所示功率管理电路中均衡器电路的示意图，其中所述功率管理电路可实现二阶复零点传递函数(包括实零点项)，抵消et电压的电压扰动；
19.图7为示例性说明图6所示均衡器电路中均衡器调谐电路的示意图；以及
20.图8a和图8b为示例性说明图7所示均衡器调谐电路替代实现的示意图。
具体实施方式
21.下文所述实施例代表必要的信息，使本领域技术人员能够实践所述实施例并说明其最佳实践方式。在结合附图阅读以下说明后，本领域技术人员将理解本发明的概念，并认识到本发明未特别提及的这些概念的应用。应理解，这些概念和应用均在本发明及所附权
利要求的范围内。
22.可以理解的是，虽然可以使用术语“第一”、“第二”等在本发明中描述各种元件，但不应对所述元件构成限制。仅使用所述术语区分各个元件。例如，在不脱离本发明的范围的情况下，可将第一元件称为第二元件，同样，也可将第二元件称为第一元件。在本文中，术语“和/或”包括一个或多个相关所列项目的任何及所有组合。
23.可以理解的是，在描述一个元件(如层、区域或衬底)在另一个元件“上”或延伸到另一个元件“上”时，所述元件可以直接在其他元件上或直接延伸到其他元件上，或者也可以存在干预元件。相比之下，在一个元件直接在另一个元件上或直接延伸到另一个元件上时，不存在干预元件。同样，可以理解的是，在描述一个元件(如层、区域或衬底)在另一个元件“上方”或延伸到另一个元件“上方”时，其可直接在其他元件上方或直接延伸到其他元件上方，或也可存在干预元件。相比之下，在描述一个元件直接在另一个元件上方或直接延伸到另一个元件上方时，不存在干预元件。此外，可以理解的是，在描述将一个元件与另一个元件“连接”或“耦合”时，可直接将其连接或耦合到其他元件，或也可存在干预元件。相比之下，在描述一个元件与另一个元件“直接连接”或“直接耦合”时，不存在干预元件。
24.在本发明中可使用“下方”或“上方”、“上”或“下”、“水平”或“垂直”等相关术语描述一个元件、层或区域与另一个元件、层或区域的关系(如图中所示)。可以理解的是，除图中所示的方向之外，这些术语及上述内容对设备的各个方向均适用。
25.本文所用的术语仅用于特定实施例说明目的，并不旨在限制本发明。在本文中，除非上下文另有明确说明，否则单数形式“一个(a)”、“一个(an)”和“所述(the)”也包括复数形式。还可以理解的是，在本文中，术语“包括(comprises)”、“包括(comprising)”、“包含(includes)”和/或“包含(including)”指出存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或增加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件和/或其组合。
26.除非另有定义，否则本文所使用的所有术语(包括技术和科学术语)均具有本发明所属领域普通技术人员公知的同种含义。还可以理解的是，除非另有明确定义，否则本文所使用的术语应具有与其在本说明书及相关领域背景下的含义一致的含义，而不会在理想化或过于正式的意义上进行解释。
27.在本发明中，对均衡器电路及其相关功率管理电路的实施例进行了说明。所述功率管理电路包括一个电压放大电路，可根据差分目标电压产生包络线跟踪(et)电压，并通过信号通路向功率放大电路提供et电压，以放大射频(rf)信号。值得注意的是，电压放大电路可具有固有阻抗，信号通路可具有固有跟踪电感，它们会共同导致et电压失真。因此，在功率管理电路中设置一个均衡器电路，能够在产生et电压前均衡差分目标电压。具体地说，均衡器电路提供一个传递函数(包括一个二阶复零点项和一个实零点项)，用于抵消固有跟踪电感和固有阻抗的传递函数。利用包括实零点项的二阶传递函数来抵消固有跟踪电感和固有阻抗，可减少et电压失真，特别是在宽调制带宽范围内(例如，》200mhz)调制rf信号时。
28.在讨论本发明所述的功率管理电路以及其中所包括的均衡器电路前，从图4开始，首先参照图1至图3，概述了存在et电压失真的常规et功率管理装置。
29.图1为示例性常规功率管理装置10(可产生et电压vcc)的示意图。常规功率管理装置10包括一个收发器电路12、一个et集成电路(etic)14、一个功率放大电路16以及一条将
etic 14耦合到功率放大电路16的信号线18。
30.收发器电路12可产生并向功率放大电路16提供与时变功率包络线penv有关的rf信号20。收发器电路12还可根据(即跟踪)时变功率包络线penv产生目标电压vtgt。etic 14可根据目标电压v
tgt
产生et电压v
cc
，功率放大电路16可根据et电压v
cc
放大rf信号20。
31.本领域技术人员理解，当et电压v
cc
准确跟踪rf信号20的功率包络线penv时，功率放大电路16可以更高的效率和线性度运行。当et电压v
cc
与目标电压v
tgt
时间配准时，可实现这一目的。但是，et电压v
cc
与目标电压v
tgt
之间的时间配准可能因常规功率管理装置10中存在的各种阻抗和/或电感而复杂化。
32.为了说明各种阻抗和/或电感，图2为示例性等效电路22的示意图，显示了图1所述常规功率管理装置10中可使et电压v
cc
失真的各种阻抗和/或电感。图1和图2之间的共有元件在其中以共有元件编号显示，不会在本发明中重复说明。
33.在等效电路22中，etic 14具有固有阻抗，可通过等效电感l
etic
对其进行建模，信号线20具有固有跟踪电感，可通过等效跟踪电感l
跟踪
对其进行建模。因此，等效电路22的总等效电感le等于等效电感l
etic
和等效跟踪电感l
跟踪
的总和(le＝l
etic
l
跟踪
)。
34.可作为具有调制电流i
cc
(s)的电流源对功率放大电路16进行建模，并具有总等效电容c
pa
。因此，可在以下方程(方程1)中确定电流源的等效源阻抗z
源
(s)。
[0035][0036]
在此方程(方程1)中，s表示s变换符号，可以用s＝j2πf表示。调制电流i
cc
(s)在一定程度上与目标电压v
tgt
成正比，可以用以下方程(方程2)表示。
[0037][0038]
在上述方程(方程2)中，z
icc
(s)表示功率放大电路16的集电极(未显示)处的阻抗，δd表示功率放大电路16的输出级处的v
tgt
和时变功率包络线pevn之间的群延迟。
[0039]
值得注意的是，调制电流icc可在功率放大电路16的集电极上产生电压扰动。电压扰动约等于z
源
(s)*i
cc
(s)。如图3所示，主要由总等效电感le引起电压扰动。图3为示例性说明图2所述等效电路22电压扰动(可使图1所述et电压失真)因素的图表。
[0040]
图3显示了第一传递函数曲线24和第二传递函数曲线26。具体地说，第一传递函数曲线24显示了等效跟踪电感l
跟踪
(可引起et电压v
cc
的电压扰动)的传递函数。在第二传递函数曲线26显示了等效阻抗l
etic
(也可引起et电压v
cc
的电压扰动)的传递函数。如图3所示，等效跟踪电感l
跟踪
可使et电压v
cc
在频率时处达到峰值，并在此后急剧下降。另一方面，等效电感l
etic
可使et电压v
cc
在频率b时开始下降。因等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
引起的et电压v
cc
变化(即电压扰动)可导致et电压v
cc
失真。
[0041]
再次参照图2，根据以下方程(方程3)，通常可以用s域中的h(s)表示等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
的传递函数。
[0042][0043]
在上述方程(方程3)中，n(s)和d(s)为简单多项式，分别定义了传递函数的一个或多个零点以及一个或多个极点，s＝j2πf。一个或多个零点为多项式方程n(s)的根，可通过
求解方程n(s)＝0确定。多项式n(s)的阶数决定了传递函数h(s)的零点数量。每个零点与传递函数h(s)的零点输出相对应。当n(s)表示常数值时，多项式n(s)为零阶多项式，当n(s)＝1 b0s(式中，b0为常数)时，为一阶多项式，当n(s)＝1 b0s b1s2(式中，b1为常数)时，为二阶多项式。特别是，当n(s)为一阶多项式n(s)＝1 b0s时，传递函数h(s)进一步被称为实零点项，当n(s)为二阶多项式n(s)＝1 b0s b1s2时，被称为二阶复零点传递函数。因此，可将包括二阶复零点项(1 b0s b1s2)和实零点项(1 b0s)的传递函数h(s)称为包括实零点项的二阶复零点传递函数。
[0044]
与零点相比，一个或多个极点为多项式方程d(s)的根，可通过求解方程d(s)＝0确定。多项式d(s)的阶数决定了传递函数h(s)的极点数量。每个极点与传递函数h(s)的无限输出相对应。当d(s)表示常数值时，多项式d(s)为零阶多项式，当d(s)＝1 a0s(式中，a0为常数)时，为一阶多项式，当d(s)＝1 a0s a1s2(式中，a1为常数)时，为二阶多项式。特别是，当d(s)为一阶多项式n(s)＝1 a0s时，传递函数h(s)进一步被称为实极点项，当d(s)为二阶多项式n(s)＝1 a0s a1s2时，被称为二阶复极点传递函数。因此，可将包括二阶复极点项(1 a0s a1s2)和实极点项(1 a0s)的传递函数h(s)称为包括实极点项的二阶复极点传递函数。
[0045]
具体地说，等效跟踪电感l
跟踪
的传递函数h(s)可以是二阶复极点传递函数，等效电感l
etic
的传递函数h(s)可以是实极点传递项。因此，等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
的总传递函数h(s)可以是包括实极点项的二阶复极点传递函数h(s)。因此，为了减少甚至消除et电压v
cc
的电压扰动，必须实现包括实零点项的二阶复零点传递函数h(s)，以抵消包括实极点项的二阶复极点传递函数h(s)。下文讨论了涉及创建二阶复极点传递函数n(s)抵消电压扰动的特定实施例(从图4开始)。
[0046]
图4为本发明一个实施例中示例性功率管理电路28的示意图，其中所述示例性功率管理电路可实现二阶复零点传递函数h(s)(包括实零点项)，抵消et电压v
cc
的电压扰动。可在功率管理装置30中设置功率管理电路28，所述功率管理装置还包括一个功率放大电路32。功率管理电路28包括一个电压放大电路34，可根据差分目标电压v
tgt
产生et电压v
cc
，并通过信号通路36(例如，导电线路)向功率放大电路32提供et电压v
cc
，以放大rf信号38。
[0047]
值得注意的是，电压放大电路34可具有固有阻抗，可通过等效电感l
etic
进行建模(如图2所示)。同样，信号通路36可具有固有跟踪电感，可通过等效电感l
跟踪
进行建模(如图2所示)。因此，根据图2和图3中的先前讨论，等效电感l
etic
和等效电感l
跟踪
均可以使用包括实极点的二阶复极点传递函数h(s)，以引起电压扰动，使et电压v
cc
失真。
[0048]
因此，功率管理电路28包括一个均衡器电路40，其可均衡差分目标电压v
tgt
，产生均衡目标电压v
tgt-e
。因此，可根据均衡目标电压v
tgt-e
使用电压放大电路34产生et电压v
cc
。
[0049]
具体地说，可根据包括实零点项的二阶复零点传递函数h(s)使用均衡电路40产生均衡目标电压v
tgt-e
。在这方面，可利用均衡目标电压v
tgt-e
有效抵消等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
的传递函数h(s)。因此，可以消除et电压v
cc
的电压扰动，特别是在宽调制带宽范围内(例如，》200mhz)调制rf信号38时。
[0050]
图5为示例性说明图4所述功率管理电路28中的均衡器电路40如何根据二阶复零点传递函数h(s)(包括实零点项)有效减少图3所示电压扰动的图表。图3和图5之间的共有元件在其中以共有元件编号显示，不会在本发明中重复说明。
[0051]
图5进一步显示了第三传递函数曲线42和第四传递函数曲线44。具体地说，第三传
递函数曲线42表示包括实零点项的二阶复零点传递函数h(s)(均衡器电路40已实现)。第四传递函数曲线44表示功率管理电路28的总传递函数。如几乎平坦的第四传递函数曲线44所示，由于实现了二阶复零点传递函数h(s)(用第三传递函数曲线42表示实零点项)，功率管理电路28可有效消除由等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
引起的电压扰动。
[0052]
图6为示例性说明本发明一个实施例中图4所示功率管理电路28中均衡器电路40的示意图，其中所述功率管理电路可实现二阶复零点传递函数h(s)(包括实零点项)。图4和图6之间的共有元件在其中以共有元件编号显示，不会在本文中重复说明。
[0053]
在名为“包络供电电路”的第17/142,350号美国专利申请(以下简称“申请350”)中公开了可有效抵消等效跟踪电感l
跟踪
二阶复零点传递函数的均衡器电路。本文所述的均衡器电路40与申请350中的均衡器电路的区别是均衡器电路40可进一步抵消等效电感l
etic
的实零点项。均衡器电路40与申请350中的均衡器电路的另一个不同之处在于，均衡器电路40包括一个均衡器调谐电路46，可对其进行控制(例如，根据rf信号38的调制带宽)，以改变均衡器电路40的传递函数h(s)。
[0054]
均衡器电路40包括一个接收差分目标电压v
tgt
(包括一个负目标电压v
tgt-m
和一个正目标电压v
tgt-p
)的电压输入端48。在一个非限制性示例中，电压输入端48包括一个接收负目标电压v
tgt-m
的负目标电压输入端50m和一个接收正目标电压v
tgt-p
的正目标电压输入端50p。均衡器电路40还包括一个输出均衡目标电压v
tgt-e
(与差分目标电压对应v
tgt
)的电压输出端52。均衡器调谐电路46在电压输入端48和电压输出端52之间耦合。
[0055]
均衡电路40能根据包括实零点项的二阶复零点传递函数h(s)均衡差分目标电压v
tgt
，而均衡目标电压v
tgt-e
可抵消包括实极点项的二阶复极点传递函数h(s)，详述如下。
[0056]
均衡电路40包括一个第一运算放大器opa1和一个第二运算放大器opa2。所述第一运算放大器opa1包括一个第一反向输入节点54、一个第一非反向输入节点56和一个第一输出节点58。所述第一反向输入节点54通过第一电阻器r1和第一电容器c1(相互并联耦合)耦合到正目标电压输入端50p。所述第二电阻器r2在第一反向输入节点54和第一输出节点58之间耦合。所述第一非反向输入节点56耦合到地面(gnd)。第二运算放大器op2包括一个第二反向输入节点60、一个第二非反向输入节点62和一个第二输出节点64。所述第二反向输入节点60通过第二电容器c2耦合到第一输出节点58。此外，可通过第三电阻器r3将第二反向输入节点60耦合到负目标电压输入端50m，还可通过均衡器调谐电路46耦合到第二输出节点64。第二非反向输入节点62耦合到地面(gnd)。第二输出节点64可耦合到电压输出端52。虽然图中显示均衡器电路40仅包括电压输出端52，但是，在一些实施例中，均衡器电路40也可包括一个反向电压输出节点(未显示)，其中，均衡目标电压v
tgt-e
可以是差分均衡目标电压。有关第一运算放大器opa1和第二运算放大器opa2如何实现二阶复零点传递函数的具体细节，可见申请350，不会在本发明中重复说明。
[0057]
在一个实施例中，可根据t型网络配置实现均衡器调谐电路46。图7为示例性说明图6所示均衡器电40路中均衡器调谐电路46的示意图。图6和图7之间的共有元件在其中以共有元件编号显示，不会在本发明中重复说明。
[0058]
均衡器调谐电路46包括在负目标电压输入端50m和电压输出端52之间串联耦合的一个左电阻器r
l
和一个右电阻器rr。均衡器调谐电路46还包括一个在耦合节点66(位于左电阻器r
l
和右电阻器rr之间)和地面(gnd)之间耦合的可调谐电容器c0。如图所示，左电阻器rl
、右电阻器rr、可调谐电容器c0和分流电阻器rs共同形成t型网络。在一个实施例中，均衡器调谐电路46可进一步包括一个在可调谐电容器c0和地面(gnd)之间耦合的分流电阻器rs。
[0059]
再次参考图6，通过加入图7所示的均衡器调谐电路46，均衡器电路40可实现包括实零点项的二阶复零点传递函数h(s)的功能(如以下方程(方程4)所示)。
[0060][0061]
如所述方程(方程4)所示，传递函数h(s)包括一个二阶复零点项和一个实零点项因此，正如由等效跟踪电感l
跟踪
和等效电感l
etic
所实现的那样，均衡器电路40所实现的传递函数h(s)功能可有效抵消包括实极点的二阶复极点传递函数h(s)。
[0062]
此外，根据方程(方程4)，可通过改变可调谐电容器c0的电容来改变实零点项在这方面，在一个非限制性示例中，均衡器电路40可进一步包括一个控制电路68和一个查找表(lut)70，以通过可调谐电容器c0静态或动态调整实零点项
[0063]
在一个实施例中，可预先配置lut 70，以在可调谐电容器c0的各个电容值和rf信号38的各个调制带宽之间建立相关性。在这方面，当控制电路68(例如，可以是一个现场可编程门阵列(fpga))接收显示rf信号38特定调制带宽的差分目标电压v
tgt
(例如，负目标电压v
tgt-m
和/或正目标电压v
tgt-p
)时，控制电路68可从与特定调制带宽对应的lut 70中检索相应电容，并将可调谐电容器c0(例如，通过控制信号72)设置为从lut 70中检索的相应电容。因此，可在一系列符号或帧之间动态改变实零点项
[0064]
除根据图7所示的t型网络配置实现均衡器调谐电路46之外，还可根据型网络配置实现均衡器调谐电路46。在这方面，图8a和图8b为示例性说明图7所示均衡器调谐电路46替代实现的示意图。
[0065]
图8a为示例性说明本发明一个替代实施例中均衡器调谐电路46a的示意图，其中所述均衡器调谐电路可实现包括一个实零点项的传递函数h(s)。均衡器调谐电路46a具有与图7所示的均衡器调谐电路46相同的功能，但不包含分流电阻器rs。如图8a所示，根据π型网络配置对均衡器调谐电路46a进行配置，其中包括阻抗za、zb和zc。可根据以下方程(方程5.1-5.3)确定阻抗za、zb和zc。
[0066][0067][0068][0069]
在上述方程(方程1-方程3)中，zr
l
、zrr和zc0分别表示图7所示左电阻器r
l
、右电阻器rr和可调谐电容器c0的等效阻抗。在一个实施例中，可通过串联耦合到等效电感器l
eq
(l
eq
＝r
l
*rr*c0)的等效电阻器r
eq
(r
eq
＝r
l
rr)，对阻抗zc进行建模。均衡器调谐电路46定义了一个实零点项[(r
l
rr) (r
l-rr)*c0*s]。
[0070]
图8b为示例性说明本发明一个替代实施例中均衡器调谐电路46b的示意图，其中所述均衡器调谐电路可实现实零点项和实极点传递函数。均衡器调谐电路46b可在功能上等效于图7所示的均衡器调谐电路46，且包括分流电阻器rs。均衡器调谐电路46b定义了一个实零点项[(r
l
rr) (r
l
*rr (r
l
rr)*rs)*c0*s]和一个实极点项[1 rs*c0*s]。
[0071]
再次参照图4，电压放大电路34包含一个串联耦合到偏置电容器c
off
的电压放大器74(用“va”表示)。可使用电压放大器74根据均衡目标电压v
tgt-e
产生初始et电压v
amp
。可通过低频电流i
dc
为偏置电容器c
off
充电，以通过偏置电压v
off
提高et电压v
amp
，产生et电压v
cc
(v
cc
＝v
amp
v
off
)。电压放大电路34可包括一个反馈通路76，可向电压放大器74提供et电压v
cc
反馈。
[0072]
功率管理电路28可包括一个串联耦合到功率电感器80的多级电荷泵(mcp)78。可对mcp 78进行控制(例如，根据差分目标电压v
tgt
)，以根据电池电压v
bat
在多个电压水平上产生低频电压v
dc
。例如，mcp 78可在降压模式下运行，产生0v或v
bat
的低频电压v
dc
。mcp 78也可在升压模式下运行，产生2*v
bat
的低频电压v
dc
。功率电感器80可根据低频电压v
dc
产生低频电流i
dc
。
[0073]
功率管理电路28可进一步包括一个在均衡器电路40和电压放大电路34之间耦合的处理电路82。向电压放大电路34提供均衡目标电压v
tgt-e
前，处理电路82可对均衡目标电压v
tgt-e
进行进一步的信号处理(例如，反混叠)。
[0074]
本领域技术人员将认识到，可对本发明的优选实施例进行改进和修改。所有此类改进和修改均在本发明所述概念及所附权利要求的范围内。