多径干扰消除方法及装置、估计方法及装置、接收机与流程

1.本公开涉及通信技术领域，具体而言，涉及一种多径干扰消除方法、信道冲激响应频谱的估计方法、多径干扰消除装置、信道冲激响应频谱的估计装置及接收机。


背景技术：

2.全球导航卫星系统(global navigation satellite system，gnss)可以实现全天候、全球性与高精度的连续导航与定位，近些年发展非常迅速。地面的接收机在对gnss发出的信号接收时，需要计算当前时刻码相位相对于接收到的gnss码相位的偏差。
3.现有技术中，通常利用的是prn码(pseudo random noise code，伪随机噪声码)自相关函数的形状信息来估计码相位偏差。
4.然而，由于gnss信号发射到地面的时候，会发生多次反射，从而形成相互干扰的多径信号，多径信号与直射路径重叠后，上述prn码自相关函数的方法无法准确估计出码相位偏差。
5.需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。


技术实现要素：

6.本公开的目的在于提供一种多径干扰消除方法、信道冲激响应频谱的估计方法、多径干扰消除装置、信道冲激响应频谱的估计装置及接收机，进而至少在一定程度上克服在多径信号与直射路径重叠后，现有无法准确估计出码相位偏差的问题。
7.本公开的其他特性和优点将通过下面的详细描述变得显然，或部分地通过本发明的实践而习得。
8.根据本公开的第一方面，提供一种多径干扰消除方法，所述方法包括：
9.获取gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱；
10.对所述互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
11.对所述加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
12.对所述滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱；
13.将所述信道冲激响应频谱变换到时域得到信道冲激响应的时域波形，并将所述时域波形通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，以消除多径干扰。
14.可选的，对所述互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱，包括：
15.将所述互相关信号频谱与各频点加权系数相乘，获得所述加权频谱，其中，所述各频点加权系数为无多径情况下对应频点的频谱与对应频点的噪声方差的商。
16.可选的，对所述加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱包括：
17.对所述加权频谱的各频点分别通过窗函数选取频谱段，对所述各频点的频谱段进行求和得到对应频点的滑窗求和频谱。
18.可选的，所述窗函数为矩形窗函数。
19.可选的，对应不同频点的所述窗函数宽度不同。
20.可选的，对所述滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱，包括：
21.对各频点所述窗函数范围内预设的归一化参数求和，获得对应频点的归一化系数；
22.将各频点所述滑窗求和频谱与对应的所述归一化系数相除，获得对应频点的所述信道冲激响应频谱。
23.根据本公开的第二方面，提供一种信道冲激响应频谱的估计方法，包括：
24.获取输入信号与本地信号的互相关信号频谱，或者获取输入信号与导频信号的互相关信号频谱；
25.对所述互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
26.对所述加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
27.对所述滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱。
28.根据本公开的第三方面，提供一种多径干扰消除装置，所述装置包括：
29.第一频谱获取模块，用于获取gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱；
30.第二频谱获取模块，用于对所述互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
31.第三频谱获取模块，用于对所述加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
32.第四频谱获取模块，用于对所述滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲击响应频谱；
33.码相位偏差鉴别模块，用于将所述信道冲激响应频谱变换到时域得到信道冲激响应的时域波形，并将所述时域波形通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，以消除多径干扰。
34.根据本公开的第四方面，提供一种信道冲激响应频谱的估计装置，包括：
35.第一频谱获取模块，用于获取输入信号与本地信号的互相关信号频谱，或者获取输入信号与导频信号的互相关信号频谱；
36.第二频谱获取模块，用于对所述互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
37.第三频谱获取模块，用于对所述加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
38.第四频谱获取模块，用于对所述滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱。
39.根据本公开的第五方面，提供一种接收机，所述接收器包括：如上所述的多径干扰消除装置。
40.本公开提供的技术方案可以包括以下有益效果：
41.本公开的示例性实施方式中的多径干扰消除方法、信道冲激响应频谱的估计方法、多径干扰消除装置、信道冲激响应频谱的估计装置及接收机，一方面，对获得的gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱，可以提高信噪比高的频谱在信道冲激响应频谱估计中的权重，实现无偏估计的同时，最大限度限制噪声的影响。另一方面，通过对加权频谱进行滑窗求和，可以利用直射路径频谱变化缓慢、多径频谱变化更快以及各频点噪声相关性较弱的性质，增强直射路径频谱，衰减噪声和多径频谱，达到消除噪声和多径频谱干扰的目的。再一方面，通过对滑窗求和频谱进行归一化处理，可以
消除加权和滑窗求和处理过程中各频点频谱增益不一致导致的幅度失真的问题，达到恢复信号的目的。又一方面，在上述消除噪声和多径频谱干扰之后，通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，只需要少量的相关器，即可获得更加精确的码相位偏差的线性输出。另外，通过上述加权、滑窗求和、归一化处理后得到的多径信道冲激响应频谱，变换到时域是延时冲激函数的线性叠加，具有较好地降噪及多径影响消除性能，使抗多径性能大幅改善。
42.应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
43.此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施方式，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：
44.图1示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种直射路径和多径叠加波形图；
45.图2示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的另一种直射路径和多径叠加波形图；
46.图3示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种多径干扰消除方法的流程图；
47.图4示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种卫星prn码的自相关波形示意图；
48.图5示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种冲激函数波形示意图；
49.图6示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种自相关函数频谱图；
50.图7示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种gps l1c/a信号与本地prn相关后的噪声频谱图；
51.图8示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种通过相关信号频谱除以参考相关函数频谱后的噪声频谱图；
52.图9示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种多径信道冲激响应波形图；
53.图10示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种gnss接收机从卫星信号的天线接收到基带跟踪的流程图；
54.图11示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种单个跟踪通道的处理流程图；
55.图12示意性示出了根据本公开的示例性实施方式所涉及的频域码相位误差估计的流程图；
56.图13示意性示出了根据本公开的示例性实施方式所涉及的频域抗多径算法流程图；
57.图14示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种信道冲激响应频谱的估
计方法的流程图；
58.图15示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种多径干扰消除装置的方框图；
59.图16示意性示出了根据本公开的示例性实施方式的一种信道冲激响应频谱的估计装置的方框图。
具体实施方式
60.现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本公开将全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。
61.此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知结构、方法、装置、实现、材料或者操作以避免模糊本公开的各方面。
62.附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个软件硬化的模块中实现这些功能实体或功能实体的一部分，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
63.地面的gnss接收机在接收gnss发出的信号的过程中，需要将接收机的prn码与卫星的prn码对齐来计算接收机天线与卫星的伪距。
64.由于接收机与卫星的相对位置时刻处于动态变化中，接收机的prn码需要不断调整码相位以保持与接收到的卫星的prn码对齐，或者说接收机需要跟踪卫星的prn码。在跟踪过程中，接收机需要计算当前时刻码相位相对于接收到的卫星prn码相位的偏差，进而可以根据码相位偏差调整dll(delay-locked loop，延迟锁相环)，使得接收机的prn码与接收到的卫星的prn码对齐。
65.目前通常使用的方法是利用prn码自相关函数的形状信息来估计码相位偏差，进而调整dll使本地码与接收的卫星prn对齐。例如，在gps l1c/a(global positioning system，全球定位系统，其中，l1频段是唯一具有两个不同gps民用信号的频段)中，卫星prn码自相关函数是一个对称的宽度为两个码片的三角形，如果本地即时码与卫星发射prn码对齐，则其与发射的prn码相关的绝对值|p|与自相关函数的顶点对齐，与即时码等距离的提前码e和滞后码l，则与发射prn码相关后的绝对值、对称分布于顶点两侧，如图1(a)和图2(a)所示。如果发射prn码比本地即时码早，则如图1(c)所示|e|大于|l|；反之如图2(c)所示|l|大于|e|。利用这种关系可以得到码相位偏差的两种常用eml(early-minus-late)码相位鉴别器(code discriminator)：
66.[0067][0068]
上述两个码相位鉴别器的本质都是利用已知的prn码自相关函数的形状信息来估计码相位偏差，此外还有其他基本原理与上述鉴别器相同但形式有所差异的鉴别器，在此不赘述。
[0069]
上述两个码相位鉴别器均是使用e、p和l的相对大小来估计码相位偏差的方法。该方法在没有多径信号的情况可以得到码相位偏差的线性输出，且只需要数量很少的相关器，得到了大面积的应用。
[0070]
然而，在存在多径信号的情况下，prn码自相关函数是一个持续时间为两个码片的三角形，正负一个码片以内的多径信号和直射路径重叠后，接收信号与本地码相关后的输出波形不再对称(即图1(c)和图2(c)中的e和l不再对称)，使码相位鉴别器输出产生误差；且多径相对于直射路径的功率比值越大、多径延迟越大，鉴别器输出误差越大；另外，这种基于相关峰形状的鉴别方法的多径误差不会随信噪比增强而降低，即更强的卫星信号不会在改善多径误差方面有利。
[0071]
需要说明的是，图1中，图1(a)所示的是直射路径的波形图，图1(b)所示的是一条多径的波形图，其中多径的幅度是直射路径的1/2，延迟0.1码片，且多径相位与直射路径同相。图1(c)是图1(a)中的直射路径和图1(b)中的多径叠加后的波形图。
[0072]
图2中，图2(a)所示的是直射路径的波形图，图2(b)所示的是一条多径的波形图，其中多径的幅度是直射路径的1/2，延迟0.1码片，且多径相位与直射路径反相。图2(c)是图2(a)中的直射路径和图2(b)中的多径叠加后的波形图。
[0073]
较大多径误差使接收机需要更多时间达到收敛状态并恶化定位精度和稳定性，是当今gnss导航定位的公认难题。目前虽然有一些比较有效的抗多径算法，但都不能很好地消除多径环境对伪距计算的影响。此处不再一一赘述。
[0074]
本公开的示例性实施方式在上述prn码自相关函数的基础上提供了一种多径干扰消除方法，在保留prn码自相关函数的形状信息估计码相位偏差的准确性高的优点的同时，可以将该方法应用在受多径信号干扰的直射路径信号中，可以很好地消除多径信号对伪距计算的影响。
[0075]
实施方式一
[0076]
参照图3，示出了根据本公开的示例性实施方式的一种多径干扰消除方法的流程图。如图3所示，多径干扰消除方法可以包括以下步骤：
[0077]
步骤s310、获取gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱；
[0078]
步骤s320、对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
[0079]
步骤s330、对加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
[0080]
步骤s340、对滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱；
[0081]
步骤s350、将信道冲激响应频谱变换到时域得到信道冲激响应的时域波形，并将时域波形通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，以消除多径干扰。
[0082]
根据本公开示例性实施方式中的多径干扰消除方法，一方面，对获得的gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱，可以提高信噪比高的
频谱在信道冲激响应频谱估计中的权重，实现无偏估计的同时，最大限度限制噪声的影响。另一方面，通过对加权频谱进行滑窗求和，可以利用直射路径频谱变化缓慢、多径频谱变化更快以及各频点噪声相关性较弱的性质，增强直射路径频谱，衰减噪声和多径频谱，达到消除噪声和多径频谱干扰的目的。再一方面，通过对滑窗求和频谱进行归一化处理，可以消除加权和滑窗求和处理过程中各频点频谱增益不一致导致的幅度失真的问题，达到恢复信号的目的。又一方面，在上述消除噪声和多径频谱干扰之后，通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，只需要少量的相关器，即可获得更加精确的码相位偏差的线性输出。另外，通过上述加权、滑窗求和、归一化处理后得到的多径信道冲激响应频谱，变换到时域是延时冲激函数的线性叠加，具有较好地降噪及多径影响消除性能，使抗多径性能大幅改善。
[0083]
下面将以gps l1c/a的接收为例，对本公开的示例性实施方式提供的多径干扰消除方法进行详细说明：
[0084]
其中，本示例性实施方式提供的多径干扰消除方法需要用到的波形函数包括：图4所示的卫星prn码的自相关波形，本示例性实施方式中该自相关波形的函数称为参考相关函数r0(n)；图5所示的冲激函数波形，其对应的函数记为δ(n)。
[0085]
在步骤s310中，获取gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱。
[0086]
为便于表示，将直射路径相关后的幅度归一化为1。有多径存在时，输入信号经过与本地信号互相关后的波形函数r(n)可表示为：
[0087][0088]
其中，复数ci表示每条多径的幅度和相位，通常|ci|《1；l为多径数量；τ0表示当前直射路径的跟踪偏差；τi则表示延迟时间i后直射路径的跟踪偏差，且通常大于τ0；ζ(n)是方差为ρ的高斯噪声。
[0089]
需要注意的是，gnss输入信号中的噪声经过与本地prn码相关后的噪声的自相关函数及其频谱会有所变化，且不是平坦谱。由于直射路径幅度已经归一化为1，有：
[0090][0091]
其中相关输出的信噪比snr
cor
为：snr
cor
＝cn0·
l
coh
。
[0092]
其中，cn0代表天线接收到的卫星信号功率与热噪声谱密度n0的比值，l
coh
为相关运算的相干累加时间长度。
[0093]
多径信号可以用卷积的形式表示为：
[0094][0095]
表示卷积运算。令：
[0096][0097]
其中，δ(n)为离散冲激函数，h(n)为信道冲激响应。r0(n)，r(n)，h(n)，ζ(n)的频谱可以分别表示为：
[0098][0099]
其中，dtft(discrete-time fourier transform)表示离散傅里叶变换。其中，r(e
jω
)＝dtft(r(n))就是互相关信号频谱，如果接收的是gnss信号，则就是gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱。
[0100]
通过卷积定理可以获得互相关信号频谱与信道冲激响应频谱的关系：
[0101]
r(e
jω
)＝r0(e
jω
)h(e
jω
) ψ(e
jω
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0102]
r0(n)的功率谱|r0(e
jω
)|2如图6所示。与ζ(n)的频谱e(|ψ(e
jω
)|2)的大小会整体随snr
cor
反比例变化，以gps，24mhz双边带宽，30mhz采样率，snr
cor
＝1为例，e(|ψ(e
jω
)|2)如图7所示。其中e()表示对随机变量取数学期望的运算。在稳定跟踪的情况下snr
cor
是可以可靠估计的，可以认为e(|ψ(e
jω
)|2)和|r0(e
jω
)|2是已知量。
[0103]
如图4所示，参考相关函数的频谱随着频率变高呈下降趋势，且有多个零点，导致经过除法后的多径信道相应的频域估计频率越高噪声呈增大趋势，且在参考接收信号或参考相关函数的频谱零点处，频域多径信道冲激响应的信息完全丢失，噪声被显著放大，如图5所示。
[0104]
多径信道冲激响应可以用不同延时的冲激的线性组合来表示，如式(7)所示。对应到频域则是不同频率复指数函数的线性组合，频率与对应时域冲激脉冲的延迟时间成正比。此外随机噪声频谱分布在整个频域范围。在gnss信号跟踪的过程中，通常可以将跟踪偏差限制到较低的范围，从而信道冲激响应中直射路径对应的冲激在频域属于缓慢变化的低频成分，特定的如果本地码与直射路径信号完全对齐，则为直流；信道冲激响应中延迟较大的多径对应的冲激在频域属于快速变化的高频成分。
[0105]
相关后的信号在频域有两个需要注意的点：1、相关信号包含的噪声的频谱不再是平坦的，不同频点包含噪声强度变化较大，导致不同频点的噪声方差变化较大。2、相关信号的频谱是信道的频谱与已知参考相关函数频谱的乘积，并叠加有噪声；通过将相关信号频谱除以参考相关函数的频谱的方法，虽然可以得到信号的频谱的估计，但在码频率整数倍附近噪声恶化明显。
[0106]
如前所述，对于接收到的gnss信号的频谱，信道冲激响应频域变化缓慢接近直流的低频部分包含了期望处理的直射路径信号，而频域的快速变化的高频成分则包含了期望消除的多径成分和噪声。那么通过滑窗滤波，可以保留直射路径信号的同时起到衰减多径信号和降低噪声的作用。
[0107]
由于各频点随机频谱噪声分布差异很大，在本公开示例性实施方式提出的多径干扰消除方法中，包括：
[0108]
通过步骤s320-步骤s340，对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；对加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；对滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应
频谱。
[0109]
其中，对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱，具体可以包括：获取信道冲击响应频谱中的信噪方差最小时对应的加权系数；对加权系数进行初始化，获得初始化加权系数和归一化系数；通过初始化加权系数对输入信号进行加权，获得加权频谱。
[0110]
本公开示例性实施方式中，由于r0(e
jω
)，r(e
jω
)，h(e
jω
)，ψ(e
jω
)是频率的连续函数，实际处理中采用的是离散采样值，并可通过快速傅里叶变换(fft，fast fourier transform)加速计算。
[0111]
假设相关器的长度为n，fft的长度为m，m通常大于n且为2的整数次幂。采用常用的归一化频率有如下表示：
[0112][0113][0114][0115][0116]
其他信号频谱表示类推。那么有：
[0117]
r(k)＝r0(k)h(k) ψ(k)
[0118]
r0(k)是已知的，可以预先计算好存储起来；ψ(k)是随机噪声频谱，连续跟踪的情况下，由于snr
cor
能被可靠估计，e(|ψ(k)|2)也可以被实时计算得到。
[0119]
此时，h(k)可以表示为：
[0120][0121]
最终要估算的是τ0，而稳定跟踪的过程中τ0通常较小，表示信道冲激响应对应直射路径的成分属于h(k)低频成分，而|τi|》|τ0|(i》0)，其它部分属于h(k)较高频成分。通过滑窗滤波可以更多衰减多径高频成分，而保留直射路径的低频成分。实际处理的是包含噪声频谱ψ(k)的r(k)，对r(k)低通滤波还能衰减高频噪声，起到降噪的效果。
[0122]
令估计值
[0123][0124]
由于信道冲激响应对应直射路径的频谱是低通成分，只要即
可以认为在k-w/2≤k≤k w/2范围内h(k)没有变化。
[0125]
以m＝256为例，假定环路经过牵引收敛跟踪偏差小于40米即|τ0|《4，那么w可以取16，即在一个系数长度为16的低通滤波，如果环路进一步收敛，则滤波的长度可以继续增大。w选取的另一个依据是snr
cor
，当snr
cor
较高时，可以选择较小的w，这样可以获得更好的多径分辨率；否则可以选较大的w，这样可以得到更好的噪声性能。实际应用中可以根据环路收敛程度、卫星信号强度，动态调整w。
[0126]
如上所述，在所考虑的窗内h(i)视为不变，那么对h(i)估计需要：
[0127][0128]
此外为了最小化估计的信噪方差，需要：
[0129][0130]
考虑到ψ(k)为随机噪声频谱，对其取数学期望。令：
[0131][0132]
定义snr
cor
＝1时＝1时可以预先得到，那么：
[0133][0134]
最优化问题(10)简化为：
[0135][0136]
采用拉格朗日极值法进行权系数的确定：
[0137][0138]
求得信道冲激响应频谱估计噪声方差最小时对应的加权系数ci：
[0139][0140]
r0(k)已知，连续跟踪的情况下cn0与snr
cor
可以被可靠估计，所以也能被可靠估
计。为完成这个算法，首先根据确定的r0(k)、初始化加权系数与归一化系数：
[0141][0142][0143]
然后将上述基于噪声方差加权滤波的算法分成以下过程：将互相关信号频谱与各频点加权系数相乘，获得加权频谱，其中，各频点加权系数为无多径情况下对应频点的频谱与对应频点的噪声方差的商，即：
[0144][0145]
接着，对加权频谱的各频点分别通过窗函数选取频谱段，对各频点的频谱段进行求和得到对应频点的滑窗求和频谱。
[0146]
其中，可以采用矩形窗函数f(i)进行滑窗求和：
[0147][0148]
对应不同频点的窗函数宽度可以不同，从而可以根据实际频点的情况，选择适用的窗函数宽度。
[0149]
令即：
[0150][0151]
通过对各频点窗函数范围内预设的归一化参数求和，获得对应频点的归一化系数；将各频点滑窗求和频谱与对应的归一化系数相除，获得对应频点的信道冲激响应频谱。
[0152]
频谱经过加权和滑窗求和后，信噪比虽然提高，但频谱的绝对值会被放大或缩小，如图8所示。根据公式(10)和(11)为完整实现算法，需要进行以下的归一化计算：
[0153][0154]
可以消除加权和滑窗求和处理过程中各频点频谱增益不一致导致的幅度失真的问题，达到恢复信号的目的，获得如图9所示的波形图。
[0155]
图9所示的波形中，信道冲激响应中显著大于噪底的峰值表示了主要路径的冲激响应，其中最早的峰值所对应的是直射路径的冲激响应，其他峰值所对应的是多径的冲激响应。如图中的p1是信道冲激响应的直射路径成分，p2则是多径成分。
[0156]
由于被处理的信号是离散信号，冲激响应函数的峰值通常不在采样点上，需要采用步骤s350，将信道冲激响应频谱变换到时域得到信道冲激响应的时域波形，并将时域波形通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，以消除多径干扰。
[0157]
即对zi进行傅里叶变换得到时域波形ui，输入到code discriminator得到码相位偏差估计。其中的傅里叶变换可以是idft(inverse discrete fourier transform，离散傅里叶逆变换)、ifft(invert fast fourier transformation，反向快速傅里叶变换)。
[0158]
通过本公开示例性实施方式提供的多径干扰消除方法，可以获得较精确估计最早的冲激响应信号的峰值，并通过该峰值来估计卫星的prn码的码相位估计，可以消除多径干扰，提高码相位估计的精度。并且，频域信号可以利用高效率fft算法；参考接收信号或参考相关函数的频谱可以事先得到并存储起来反复使用而无需反复计算；时域的卷积对应频域的相乘(时域的解卷积对应频域的除法)，频域的运算更简单。从而计算量得到简化。
[0159]
本公开示例性实施方式虽然以gps l1c/a为例，但由于估计的是与接收信号无关的信道冲激脉冲响应，所以提出的多径干扰消除方法在工作原理上不受具体的卫星信号自相关波形影响，适用于当前所有gnss信号或者其他信号。
[0160]
在上述多径干扰消除方法描述的基础上，本示例性实施方式对gnss接收机从卫星信号的接收到最终获得直射路径的码相位偏差的整个过程步骤进行详细描述：
[0161]
参考图10，提供了一种gnss接收机从卫星信号的天线接收到基带跟踪的流程图。为表明本公开示例性实施方式在gnss信号跟踪流程所处的位置，图11提供了一种单个跟踪通道的处理流程图，描述了互相关信号的产生过程，而互相关信号输出到后处理模块进行码相位、载波频率和载波相位偏差的估计，其中多径干扰消除算法在码相位偏差估计中完成。图12提供了本公开示例性实施方式所涉及的频域码相位误差估计的流程图。图13提供了本公开示例性实施方式所涉及的频域抗多径算法流程图。
[0162]
具体的步骤包括：
[0163]
步骤1：见图10，gnss载波信号首先被接收机1001的天线接收。
[0164]
步骤2：见图10，天线接收的载波信号经过接收机1001进行处理，接收机1001通常包括低噪放、混频、滤波、自动增益控制等模块，最终输出中频模拟信号。
[0165]
步骤3：见图10，中频模拟信号经过模拟数字转换器1002转换成数字信号，后续处理将在数字域进行。
[0166]
步骤4：见图10，为便于后续跟踪通道处理，模拟数字转换器1002输出的数字信号需要通过预处理器1003进行预处理，其中包括数字混频、抗干扰、降采样、数字滤波、重量化为更低位宽等处理过程，最终输出到并行跟踪通道1004，对多颗卫星进行同时跟踪。
[0167]
步骤5：见图11，在跟踪通道中，预处理器1003预处理后的信号首先经过数字混频器1101补偿本振偏差和所跟踪卫星的多普勒频偏及相位。其中本振偏差对同类型卫星是相同的，而各卫星的多普勒偏差及相位不同，与卫星和接收机的相对速度及距离有关。该混频器1101另一路输入为数字载波信号，来自于载波数字振荡器模块1102。
[0168]
步骤6：见图11，载波数字振荡器模块1102受锁相环/锁频环1103输出的频率偏差和相位偏差信号控制，输出期望与接收卫星信号频率和相位相同的复指数信号到上述步骤5的混频器1101。
[0169]
步骤7：见图11，码数字振荡器模块1104受延迟锁相环1105输出的码相位偏差信号控制，产生期望与所接收跟踪卫星信号相同的码速率信号和码相位信号。
[0170]
步骤8：见图11，根据码数字振荡器模块1104输出的码速率信号和码相位信号，码生成器模块1106产生所跟踪卫星的特定伪随机码信号，即本地伪随机码离散信号，通常取
±
1。
[0171]
步骤11：见图11，码生成器模块1106产生的本地伪随机码信号输出到码存储器1107，码存储器1107的长度与并行相关器1108的个数相同且一一对应。
[0172]
步骤12：见图11，每个相关器1108首先将对应码存储器1107中一个单元存储的伪随机码信号与前述步骤1输出的去除频偏和相位偏差的信号相乘，以解除接收信号的伪随机码调制。
[0173]
步骤11：见图11，将步骤12输出的去除了偏频、载波相位偏差、伪随机码调制的信号进行累加，累加结果每隔一段预设时间将累加结果输出到后处理模块1109，同时清零开始下一次累加。多个相关器1108并行处理，同时进行累加、输出和清零动作，相邻相关器1108在时间上间距与本地伪随机码信号的采样间距相同。
[0174]
步骤12：见图12，对于频域码相位偏差估计的后处理，首先进行的是快速傅里叶变换1201，将时域的并行相关器输出结果变换到频域。
[0175]
步骤13：见图12，步骤12得到的相关器输出的相关信号的频谱需要经过频域降噪估计1202才能得到比较可靠信道冲激响应频谱。
[0176]
步骤14：见图13，本公开示例性实施方式中的频域降噪估计1202首先进行的是基于各频点噪声方差的加权1301。令r0(i)为无多径情况下接收到的参考相关函数在频点i的频谱，为根据通道0计算得到的该频点的噪声方差。为了降低噪声，权系数随噪声方差增大而减小，随参考频谱|r0(i)|增大而增大。例如，噪声权系数可与参考频谱幅度|r0(i)|
成正比关系，与频谱噪声方差成反比关系，即频点i权系数取值将频点i的频谱r(i)与对应的权系数相乘即得到加权后的频谱xi。
[0177]
步骤15：见图13，对加权结果进行滑窗求和1302以降噪和衰减多径，即对于频点i，将其加权后的xi附近的频谱求和得到降噪输出yi。按照步骤14加权后，窗函数采用矩形窗函数f(i)，窗函数涵盖范围内系数为1，或由式(15)定义。在不同频点i的窗函数宽度不相同。本实施方式中，以窗函数宽度固定为w 1举例，且w为大于零的偶数。对于靠近最小频点的i，具体的其窗函数覆盖范围是对于靠近最大频点的i，具体的其窗函数覆盖范围是对于其他频点i，窗函数覆盖范围为将步骤14输出的加权频谱在如上定义的频点i的窗函数范围内求和即得到频点i的滑窗求和结果yi。
[0178]
步骤16：见图13，滑窗求和后的结果yi进行归一化1303得到信道冲激响应频谱估计。经过步骤14、15处理后的各频点的频谱会被放大缩小，需要归一化才能与实际的信道冲激响应相符。首先初始化一组归一化参数，对于频点i，令r0(i)为无多径情况下接收到的参考相关函数在频点i的频谱，为根据通道0计算得到的该频点的噪声方差。频点i的归一化参数取值随|r0(i)|2增大而增大，随增大而减小。具体的，如果采用步骤14、15权系数和窗函数，归一化参数可以与参考相关函数频谱能量|r0(i)|2成正比，与噪声方差成反比，即归一化操作如下：将步骤15滑窗求和所采用的窗函数覆盖范围内的归一化参数求和，得到频点i的归一化系数，用步骤15得到的滑窗求和后的频谱除以该归一化系数即得到cir频谱估计zi。
[0179]
步骤17：见图12，将步骤13得到的信道冲激响应频谱估计进行ifft或idft1203，得到时域的信道冲激响应估计。
[0180]
步骤18：见图12，采用一种码相位偏差鉴别器1204对码相位偏差进行估计，并输出到延迟锁相环(delay-locked loop，dll)。
[0181]
在上述实施方式的基础上，本公开示例性实施方式对于各种信号的处理，提供了一种信道冲激响应频谱的估计方法，
[0182]
图14提供了根据本公开的示例性实施方式的一种信道冲激响应频谱的估计方法的流程图。如图14所示，信道冲激响应频谱的估计方法可以包括以下步骤：
[0183]
步骤s1410、获取输入信号与本地信号的互相关信号频谱，或者获取输入信号与导频信号的互相关信号频谱；
[0184]
步骤s1420、对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；
[0185]
步骤s1430、对加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；
[0186]
步骤s1440、对滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱。
[0187]
上述步骤s1410-步骤s1440的具体操作过程和原理已经在上述实施方式中进行了详细描述，此处不再赘述。不同的是，步骤s1410中的输入信号可以是gnss输入信号，也可以是除gnss输入信号以外的其他信号；导频信号则是在电信网内为测量或监控的目的而发送的信号，这种信号通常为单一频率。
[0188]
根据本公开示例性实施方式中的信道冲激响应频谱的估计方法，一方面，对获得的输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱，可以提高信噪比高的频谱在信道冲激响应频谱估计中的权重，实现无偏估计的同时，最大限度限制噪声的影响。另一方面，通过对加权频谱进行滑窗求和，可以利用直射路径频谱变化缓慢、多径频谱变化更快以及各频点噪声相关性较弱的性质，增强直射路径频谱，衰减噪声和多径频谱，达到消除噪声和多径频谱干扰的目的。再一方面，通过对滑窗求和频谱进行归一化处理，可以消除加权和滑窗求和处理过程中各频点频谱增益不一致导致的幅度失真的问题，达到恢复信号的目的。又一方面，通过上述加权、滑窗求和、归一化处理后得到的信道冲激响应频谱，变换到时域是延时冲激函数的线性叠加，具有较好地降噪及多径影响消除性能。
[0189]
应当注意，尽管在附图中以特定顺序描述了本公开中方法的各个步骤，但是，这并非要求或者暗示必须按照该特定顺序来执行这些步骤，或是必须执行全部所示的步骤才能实现期望的结果。附加的或备选的，可以省略某些步骤，将多个步骤合并为一个步骤执行，以及/或者将一个步骤分解为多个步骤执行等。
[0190]
进一步的，本示例实施方式中还提供了一种多径干扰消除装置。
[0191]
图15示意性示出了本公开的示例性实施方式的多径干扰消除装置的方框图。参考图15，根据本公开的示例性实施方式的多径干扰消除装置1500可以包括第一频谱获取模块1510、第二频谱获取模块1520、第三频谱获取模块1530、第四频谱获取模块1540和码相位偏差鉴别模块1550。
[0192]
具体的，第一频谱获取模块1510可以用于获取gnss输入信号与接收机本地信号的互相关信号频谱；第二频谱获取模块1520可以用于对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；第三频谱获取模块1530可以用于对加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；第四频谱获取模块1540可以用于对滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲击响应频谱；码相位偏差鉴别模块1550可以用于将信道冲激响应频谱变换到时域得到信道冲激响应的时域波形，并将时域波形通过码相位偏差鉴别得到直射路径的码相位偏差，以消除多径干扰。
[0193]
由于本公开实施方式的多径干扰消除装置的各个功能模块与上述方法实施方式中相同，在此不再赘述。
[0194]
进一步的，本示例实施方式中还提供了一种信道冲激响应频谱的估计装置。
[0195]
图16示意性示出了本公开的示例性实施方式的信道冲激响应频谱的估计装置的方框图。参考图16，根据本公开的示例性实施方式的信道冲激响应频谱的估计装置1600可以包括第一频谱获取模块1610、第二频谱获取模块1620、第三频谱获取模块1630、第四频谱获取模块1640。
[0196]
具体的，第一频谱获取模块1610可以用于获取输入信号与本地信号的互相关信号频谱，或者获取输入信号与导频信号的互相关信号频谱；第二频谱获取模块1620可以用于
对互相关信号频谱进行加权，获得加权频谱；第三频谱获取模块1630可以用于对加权频谱进行滑窗求和，获得滑窗求和频谱；第四频谱获取模块1640可以用于对滑窗求和频谱进行归一化处理，获得信道冲激响应频谱。
[0197]
进一步的，本示例实施方式中还提供了一种接收机。在本示例实施方式中的接收机包括上述的多径干扰消除装置1500。其中，多径干扰消除装置1500的具体细节已经在前述的实施方式部分中进行了详细的描述，因此此处不再赘述。
[0198]
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其他实施方式。本技术旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施方式仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由权利要求指出。
[0199]
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限。