用于降压转换器电流再使用的方法及系统与流程

用于降压转换器电流再使用的方法及系统


背景技术：

1.降压转换器是dc/dc电力转换器，其在使电流逐步升高的同时逐步减小或降低其来自主电力供应器的输入与其输出之间的电压。降压转换器用于其中dc输出电压需要低于dc输入电压的电路中。降压转换器是开关模式电力供应器，其通常包括构成耦合到供应电压的高侧开关及耦合到接地的低侧开关的可为两个晶体管的至少两个半导体。降压转换器还包括在高侧导通期间存储能量且在低侧导通期间放电的可为电容器或电感器或者两者的组合的至少一个能量存储元件。
2.在高侧晶体管接通时，电流经由电感器流动通过负载。电感器的反应是对抗电流流动的改变以及存储能量。降压转换器的输入节点与输出节点之间的开关晶体管以高频率不断地开启及切断，从而在提供供应电压与接地之间交替。为了维持连续输出，电路使用在高侧开关的接通周期期间存储于电感器中的能量，然后对能量进行滤波以使纹波平滑。
3.在开关操作中，降压转换器具有两种模式：不连续导通模式(dcm)及连续导通模式(ccm)。在dcm中，存在其中电感器完全放电且电流中断的周期，而ccm是由不具有其中电感器电流为零的周期来表征。ccm更常用于dc/dc转换器中，因为其减小起因于电流流动的不连续的输出纹波电压及谐波。
4.在ccm的情形中，当高侧开关关断且低侧开关接通时，反向电流在反向恢复时间期间从存储于电感器中的能量流动。由于在ccm中两个开关中的一者总是开启，因此不存在其中电感器电流为零的周期。
5.降压转换器的设计考虑包含使准确输出电压维持在可接受容限内，使输出上的纹波电压最小化，使转换器的电力效率最大化，将所递送的输出电力与所获得的输入电力进行比较，维持最小开关频率以避免干扰邻近的电路系统，及避免输出电压失控。最后两个要求有时可能在非常轻的负载下彼此冲突，因为最小开关频率意味着由于开关的最小接通时间而需要使电力不断地切换回到电路中。这可造成其中能量不断被存储而负载没有耗散的情况，而导致输出电压不断上升到失控状况。


技术实现要素：

6.提供本发明内容来以简化形式介绍所描述概念，下文在包含所提供图式的具体实施方式中进一步描述所描述概念。本发明内容并不打算限制所主张标的物的范围。
7.所描述实施例包含在脉冲跳过模式期间具有受保证的最小开关频率的dc/dc降压转换器及用于借助于再使用原本会被浪费的能量来为作为降压转换器的等效虚拟负载的内部低压差调节器(ldo)供电而防止输出电压在零负载电流下失控的方法。
8.本发明的一个实例是一种在脉冲跳过模式中操作的降压电压转换器，其包括：高侧开关，其具有耦合到输入电压源的第一端子；电感器，其具有耦合到所述高侧开关的第二端子的第一端子，及耦合到所述降压电压转换器的输出的第二端子。所述降压电压转换器进一步包括：低侧开关，其具有耦合到接地的第一端子，及耦合到所述电感器的所述第一端子且耦合到所述高侧开关的所述第二端子的第二端子；电容器，其具有耦合到所述降压电
压转换器的所述输出的第一端子及耦合到接地的第二端子；栅极驱动器电路，其从状态机接收输入且具有耦合到所述高侧开关的栅极端子及所述低侧开关的栅极端子的输出；及电压调节器电路，其为所述降压电压转换器内部的电路系统供电。
9.所述内部电压调节器包含：多路复用器，其具有多路复用器输出、来自所述供应电压源的第一输入、来自所述降压电压转换器输出的第二输入，及从将所述降压电压转换器的所述输出与所述输入电压源之间的差进行比较而导出的一或多个控制输出，所述一或多个控制输出控制选择将哪一输入耦合到所述输出；及传递晶体管，其具有耦合到所述多路复用器的所述输出的第一端子及耦合到所述内部电压调节器的输出的第二端子，其中所述内部电压调节器电路的所述输出是所述状态机电路系统及所述降压电压转换器的内部逻辑电路系统的唯一电源。
附图说明
10.图1展示在仅ccm中操作的电流模式控制dc/dc降压转换器的实例的框图。
11.图2a展示在无负载的情况下在突发模式中psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。
12.图2b展示在无负载的情况下psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。
13.图2c展示在具有虚拟负载的情况下psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。
14.图3展示具有内部供电式逻辑ldo的所主张降压转换器的实例的框图。
15.图4展示具有内部供电式逻辑ldo的所主张降压转换器的实例的简化表示。
16.图5展示具有内部供电式ldo的所主张降压转换器的逻辑ldo块的实例的示意图。
17.图6展示具有内部供电式ldo的降压转换器的逻辑ldo块的异步转换器状态机的实例的简化状态图。
18.在各个图式中，相同的参考符号指示相同的元件。在附图及以下说明中陈述本公开的一或多个实施方案的细节。所述各图未按比例绘制且其仅为图解说明本公开而提供。陈述特定细节、关系及方法以提供对本公开的理解。从说明及图式且从权利要求书将明了其它特征及优点。
具体实施方式
19.图1图解说明实例dc/dc降压转换器。所述降压转换器包含可为电池或某一其它类型的dc电源的输入电压源110。在一个实施例中，输入电压源的典型电压范围可为从2.2v到4.9v。输入电压源110耦合到为高侧开关的pmos晶体管112的源极。晶体管112的漏极耦合到电感器116的一个端子且耦合到低侧开关nmos晶体管114的漏极，所述nmos晶体管的源极电连接到接地。112及114的栅极分别由栅极驱动器电路142的输出信号132及134控制。电感器116的另一端子耦合到电容器118的一个端子，所述电容器的另一端子电连接到接地。
20.降压转换器负载由负载电阻器120表示。降压转换器可受电压控制、电流控制或两者的组合以在特定负载120下从输入电压源v
in 110调节节点140处的输出电压v
out
。
21.降压转换器进一步包含用以控制栅极驱动器电路142的控制逻辑块144，所述栅极驱动器电路使用信号132驱动高侧开关112的栅极且使用信号134驱动低侧开关114的栅极。
向控制逻辑块144的输入是通过以下步骤导出：使用比较器152将表示输出电压v
out 140的反馈电压130与内部参考电压v
ref 136进行比较，使用v/i转换器154将其转换为电流，及使用电流比较器156将所述电流与输入电流样本158进行比较。控制逻辑块144由以固定频率操作的振荡器148进行时钟控制。在一些实施例中，可使用电流参考代替电压参考。
22.降压转换器的基本操作依据电感器中的电流与电压之间的关系来最佳地理解。在初始状态中，高侧开关112及低侧开关114两者均关断且流动通过电路的电流及跨越电感器116的电压为零。当高侧栅极控制信号132使高侧开关112接通时，跨越电感器的电压由从输入电压源110减去降压调节器输出电压140导出且致使电流增加。在此时间期间，能量以磁场的形式存储于电感器116中且电感器电流分裂成流动通过负载电阻120的电流与将输出电容器充电的另一电流。因此，来自输入的能量被传送到三个元件，因为其存储于电感器116及输出电容器118中且在负载电阻器120中耗散。
23.电感器电流仅在输入电压源110处的电压高于降压调节器输出电压140时增加。因此，电力可仅在降压调节器输出电压140小于输入电压源110的情况下从输入连续地传送到输出。
24.当高侧栅极控制信号132使高侧开关112关断时，输入电压源110将不再向电路提供能量。低侧开关114被接通以在电感器116与接地之间提供低阻抗路径。随着跨越电感器116的电压立即反流到负降压调节器输出电压，其电流将减小且先前以磁场形式存储的能量从电容器318传送回到磁场。然后，在下一开关循环开始时，能量从电感器116及电容器118传送到输入电压源110。这是在通过负载电阻器的电流小于电感器116的纹波电流的一半的情况下的正常操作。
25.存在降压转换器可在其中操作的数个不同模式。如果从不存在其中通过电感器116的电流为零的时间周期，这意味着高侧开关112或低侧开关114总是接通，那么降压转换器在连续导通模式(ccm)中操作。在ccm中，从不存在高侧开关112及低侧开关114两者同时关断的时间。ccm与dcm之间的边界称作边界或临界导通模式。
26.在dcm操作中，开关频率通常与ccm操作相同，使得与开关活动相关的损耗(例如电容性损耗)保持恒定。由于在dcm中输出电力可非常低但开关损耗不下降，因此效率通常低于在ccm中。这是因为通常在低电力下，开关损耗相对于与开关及电感器的电阻相关的导通损耗占主导。可使用脉冲频率调制(pfm)来最小化开关损耗。pfm允许开关频率在轻负载下减小，因此防止电感器电流下降到低于零。
27.大多数开关模式电力供应器以固定频率操作，使用脉冲宽度调制来调节输出。fet存在最小接通时间，即，fet在其可被再次关断之前必须接通达多长时间。在高开关频率及低工作循环下，这可导致操作的脉冲跳过模式(psm)。与脉冲宽度调制或dcm操作相比，psm可实现较小谐波、较快响应速度及较高轻负载效率。
28.在固定频率控制下，psm必须具有经调节的跳过脉冲数以防止输出电压在零负载下失控。为了实现所需最小开关频率(例如，可听噪声》60khz)，必须限制最大跳过脉冲数且可在给定振荡器开关频率下通过以下方程式计算最大跳过脉冲数：
29.跳过频率＝振荡器频率/脉冲数
30.作为实例，在1.5mhz的振荡器时钟频率下使用60khz的可听噪声阈值频率，可跳过的最大脉冲数为25。
31.60khz＝1.5mhz/脉冲数
32.将跳过的最大脉冲数＝1.5mhz/60khz＝25
33.来自振荡器的降压转换器闭环频率远高于60khz的可听噪声阈值频率，在此情形中允许大的跳过脉冲数。然而，存在其中转换器最小频率必须高于可听噪声且甚至高于转换器闭环频率以避免扰乱邻近的电路的应用。例如，在手持式装置中，电容式触摸屏需要大于400khz的取样频率以避免敏感频带中不想要的噪声。在这些应用中且在降压转换器的零负载电流下，严格限制最小脉冲数且必须向降压转换器添加额外虚拟负载以避免输出电压失控。
34.除了邻近的电路的需要外，psm中高的最小开关频率还避免归因于电力级的重复强制开关导致的突发模式行为。psm的额外益处是输出电压上的较低纹波，这是电压转换器为显示器供电的需要。
35.图2a展示在无负载的情况下在突发模式中psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。在电压曲线图中，虚线展示所要经调节dc电压。这图解说明突发模式的缺点，其导致高输出电压纹波，这在一些应用中可能是不可接受的。图2b展示在无负载的情况下psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。电压纹波比突发模式实例得到很大的改进，但在无负载且严格要求维持最小开关频率的情况下，输出电压失控且无法保持在所要dc电压范围内，这是因为不存在用以在不下降到低于最小开关频率的情况下减小输出电压电平的机构。
36.对于此问题的现有技术解决方案是添加额外虚拟负载来避免输出电压失控。图2c展示在具有虚拟负载的情况下psm方案的所绘制的随时间而变的电压及电流波形。虚拟负载技术实现正确输出电压准确性且提供低输出电压纹波，但因通过虚拟负载的电流被浪费而导致低系统电力效率。在电池驱动式系统中，具有低待用电力消耗对于节约电池寿命是至关重要的。在零负载电流下，假设由降压转换器供电的电路在待用模式中操作。为了使降压转换器满足psm方案中的最小开关频率要求，现有技术转换器使用虚拟负载来在最小电感器接通时间控制下控制输出电压。然而，这具有主要缺点，因为通过虚拟负载的被浪费的电流会缩短电池寿命，这在手持式电子应用中是不合意的。
37.图3展示具有内部供电式逻辑ldo的所主张降压转换器的实例的框图。其提供用以通过再使用原本通过虚拟负载的被浪费的电荷来为内部偏置低压差调节器(ldo)供电而防止输出在零负载电流下遭受电压失控的手段。使用内部逻辑ldo作为降压转换器的替代虚拟负载会防止降压转换器发生输出电压失控，且导致总体较高电力供应器效率及较少电池电流被汲取来在待用或低电力操作中操作。这通过在不从降压转换器输出汲取其它电流时从降压转换器输出而非电池为逻辑ldo供电而完成。然而，当在降压转换器输出上存在较高负载时，电池仍可用于为逻辑ldo供电。
38.图3是在脉冲跳过模式中使用的具有受保证的最小开关频率的降压转换器的实例的示意图。降压转换器300包含可为电池或某一其它类型的dc电源的输入电压源310。在一个实施例中，输入电压源的典型电压范围可为从2.2v到4.9v。输入电压源310耦合到为高侧开关的pmos晶体管312的源极，且耦合到对流动通过晶体管312的电流进行取样的取样电压/电流转换器368的一个输入。晶体管312的漏极耦合到电感器316的一侧且耦合到低侧开关nmos晶体管314的漏极，所述nmos晶体管的源极电连接到接地。晶体管312的漏极还耦合
450太低而不能支持产生内部逻辑供应电压av
dd
的情形中，控制供应多路复用器440的逻辑信号将选择输入供应电压源410来供电以产生内部逻辑供应电压av
dd
。
47.内部逻辑供应电压av
dd 480耦合到降压转换器的数字电路系统430、输入/输出电路系统452及设计者可选择来从此源供电的在降压转换器装置内部的任何其它电路系统454且为其提供供应电压。其给为栅极驱动器342馈电的状态机344供电。通常，使降压转换器负载有此电路系统将是不合意的，因为其将因增加开关频率而减小转换器的效率。然而，在此情形中，仅在转换器需要切换时添加额外负载，因此用于供电的能量几乎是自由的，因此提高转换器的总体效率。
48.图5中展示逻辑ldo块的更详细示意图。ldo由传递晶体管446、输出电容器438、具有电阻器460及462的反馈路径分压器以及具有来自电压参考436的输入及来自电阻器460及462的分压器反馈的放大器470。ldo输出电压节点是av
dd 480且ldo上的负载由电阻器482表示。pmos晶体管456及458表示在输入供应电压源410与降压转换器的输出v
out 450之间进行选择的供应多路复用器440。晶体管456的栅极耦合到来自图3中的逻辑块394的en_in信号390。en_in 390及en_out 392是通过将降压转换器的输出v
out 450与输入电压v
in 410之间的差进行比较而导出。晶体管458的栅极耦合到来自逻辑块394的en_out信号392。en_in 390及en_out 392组合以通过启用pmos晶体管456将输入供应电压源410连接到传递晶体管446的漏极，或通过启用pmos晶体管458将降压转换器输出电压450连接到传递晶体管446的漏极。降压转换器输出电压450一超过ldo输出电压av
dd 480加跨越传递晶体管446的电压降的和便触发用以启用pmos晶体管458的选择信号en_out 392。
49.以此方式，当负载需要下降到低于最小阈值时，降压转换器再使用来自其输出v
out
450的能量来为自身供电，而不是通过虚拟负载将所述能量倾倒到接地而因此浪费所述能量。以此方式，降压转换器输出与内部逻辑ldo组合地用作逻辑供应来满足降压转换器总是以给定最小开关频率或高于给定最小开关频率切换同时实现低输出电压纹波的规范。
50.重复上文的计算以确定在满足400khz的最小取样频率规范以满足具有电容式触摸屏的系统强加的要求且使振荡器时钟频率保持在1.5mhz的同时可跳过的最大脉冲数，可跳过的最大脉冲数是3。
51.400khz＝1.5mhz/脉冲数
52.将跳过的最大脉冲数＝1.5mhz/400khz＝3.75
→353.图6中展示异步转换器状态机600实现允许跳过不超过两个连续脉冲的psm模式的状态图。虽然在此实施例中状态机是经设计以用于跳过最多两个连续脉冲的情况，但状态机可基于所使用的振荡器频率及所需最小开关频率修改为用于任何所要数目个所需最大跳过脉冲数。针对具有1.5mhz振荡器时钟的实例降压转换器，最小开关频率是500khz。这高于400khz的所需最小开关频率以避免扰乱电容式触摸屏而且还实现低输出电压纹波。因此，状态机很好地适于供在降压转换器中使用来为显示器供电。
54.异步转换器状态机600在所展示的电路系统中实现为图3中的状态机块344。以图6中的步骤610开始，利用来自寄存器370的全局启用(en)信号396及来自振荡器348的上升时钟(clk)398启用转换器。峰值电流受控系统中的每一开关循环以由状态3(hs on)指示的高侧开关312接通时间(步骤640)开始。
55.通过电感器316的所感测电流一触发峰值电流参考，电流比较器信号(peak_comp)
372便触发且从高侧导通状态3切换到低侧导通状态1(步骤620)以使电感器316放电。这是通过切断高侧开关312且开启低侧开关314而完成。为了在任何瞬时状况中保证固定频率，通过还触发clk 398的下降沿而实现最大接通时间。
56.ccm操作仅在状态1(步骤620)中及状态3(步骤640)中发生。从状态1(步骤620)，状态机可进入状态2(步骤630)或返回到状态3(步骤640)。在下一零电流检测(zero_comp)378及用户特定设定(fpwm)380在仅ccm与ccm或dcm操作之间进行选择的情况下，在clk触发之前，电感器电流一超过零便进入状态2(步骤630)。
57.状态机在下一clk循环上离开状态2(步骤630)。接下来，另一电感器充电周期以状态3(步骤640)开始，或者通过进入状态4(步骤650)而跳过下一脉冲。通过在dcm模式期间从输出电压放电导出的脉冲跳过模式信号(skip)386的值且在比较器364中将v
in
与v
out
进行比较而确定所述决定。在状态4(步骤650)期间，下一clk循环再次决定是针对第二闲置脉冲跳过另一脉冲且进入状态5(步骤660)，还是返回到状态3(步骤640)中的电感器充电周期。在于状态5(步骤660)中跳过第二脉冲之后，下一clk循环迫使转换器再次切换以便维持最小开关频率。
58.从状态2(620)到状态4(650)再到状态5(660)的转变产生第一及第二跳过脉冲。从状态5(660)到状态3(640)的转变迫使降压转换器进行切换。以此方式，状态机确保跳过不超过两个连续时钟循环。状态机将仅在从输出负载320汲取的电流非常低的情况下进入状态4(650)或状态5(660)。否则，在所需的负载电流较高时，状态机将保持于状态1(620)、状态2(630)及状态3(640)的正常操作状态中，且将不跳过脉冲。
59.术语“大体上相同”、“大体上相等”及“大致相同”意图描述两个对象之间的定量关系。此定量关系可偏爱两个对象在设计上是相等的，但预期可因制作过程而引入某一量的变化。
60.虽然在图式中以特定次序描绘操作，但这不应理解为要求执行所有所图解说明操作以实现合意的结果，除非在一或多个技术方案中叙述此次序。在某些情况下，多任务及并行处理可为有利的。此外，在上文所描述的实施例中各种系统组件的分离不应理解为在所有实施例中要求此分离。