一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路及其控制方法与流程

1.本发明属于功率控制领域，具体涉及一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路及其控制方法。


背景技术：

2.随着节能减排，以及控制大气污染的需求，新能源汽车逐渐在市场商用，而电动汽车更是新能源汽车的主力军。电动汽车又分为纯电动汽车和混动汽车，其中大功率的车载充电器需求带逆变功能，由于空间上的限制，车载充电器需要控制尺寸，为了实现小型化，需要减小bus电容的数量，进一步优化尺寸，减小bus电容的结果，bus电压纹波较大，通用的pi环路控制，例如输出为50hz 220v的交流电压，bus电压上会留下输出50hz 220v电压波形的双倍纹波，为了解决这个问题，在控制回路上增加补偿控制，可以达到消除这个双倍纹波100hz的纹波。
3.因此，如何设计一种不增加硬件成本，采用数字化的控制方法，可自适应输入电压频率，可进行低频纹波补偿的控制电路及方法是业界亟待解决的技术问题。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明提出一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路及其控制方法。
5.本发明采用的技术方案是设计一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路，其包括依次连接的原边变换器、隔离变压器、副边变换器、直流母线、逆变模块，以及控制器和连接直流母线的电池组，所述控制器根据输出参考电压vrms_ref、输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，进行内环反馈控制生成内环控制信号，内环控制信号控制逆变模块以稳定逆变模块的输出电压；所述控制器根据直流母线电压bus v、直流母线参考电压bus ref v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0、调节比例ki进行外环反馈控制生成外环控制信号，外环控制信号控制原边变换器以补偿直流电压低频纹波。
6.所述原边变换器采用全桥结构，第一开关q1和第三开关q3组成第一桥臂，第二开关q2和第四开关q4组成第二桥臂，第一桥臂的中点和第二桥臂的中点之间串接第五电容c5、第一电感l1、隔离变压器原边绕组w1。
7.所述副边变换器采用全桥结构，第五开关q5和第七开关q7组成第三桥臂，第六开关q6和第八开关q8组成第四桥臂，第三桥臂的中点和第四桥臂的中点之间串接隔离变压器副边绕组w2。
8.所述逆变模块采用全桥结构，第九开关q9和第十一开关q11组成第五桥臂，第十开关q10和第十二开关q12组成第六桥臂，第五桥臂的中点通过第二电感l2连接逆变模块一个输出端，第六桥臂的中点连接逆变模块另一个输出端，所述电感电流il fbk为流经第二电感l2的电流。
9.本发明还设计了一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路的控制方法，所述补偿
电路采用上述的逆变电路直流电压低频纹波补偿电路，所述控制方法包括预设输出参考电压vrms_ref、采集输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，根据输出参考电压vrms_ref、输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，进行内环反馈控制生成内环控制信号，内环控制信号控制逆变模块以稳定逆变模块的输出电压；设置直流母线参考电压bus ref v和调节比例ki，采集直流母线电压bus v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0，根据直流母线参考电压bus ref v、调节比例ki、直流母线电压bus v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0，进行外环反馈控制生成外环控制信号，外环控制信号控制原边变换器以补偿直流电压低频纹波。
10.所述内环反馈控制包括：对输出参考电压vrms_ref作均方根植运算，将得出的均方根植乘以1.414再乘以输出电压正弦函数值sin得到交流输出电压的参考，用交流输出电压的参考减去输出电压vout fbk得到电压误差值，将电压误差值做pi运算，用pi运算值减去电感电流il fbk得到电流误差值，将电流误差值做pi运算得到所述内环控制信号。
11.所述外环反馈控制包括：用直流母线电压bus v减去直流母线参考电压bus ref v得到反馈电压偏差，将反馈电压偏差做pi运算生成外环电压补偿bus pi out，外环电压补偿bus pi out加上纹波补偿compen out得到所述外环控制信号；所述纹波补偿compen out由纹波补偿模块根据直流母线电压bus v、直流母线参考电压bus ref v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0、调节比例ki进行纹波反馈控制而生成。
12.所述纹波反馈控制包括：用直流母线电压bus v减去直流母线参考电压bus ref v得到反馈电压偏差，将直流母线电压采样频率fs转换为直流母线电压采样周期t，根据公式1得出第零一角频率ω
01
；
13.ω
01
＝2fs tan(ω0t/2)
ꢀꢀꢀ
公式1
14.其中ω
01
为第零一角频率，fs为直流母线电压采样频率，ω0为逆变输出电压的角频率，t为直流母线电压采样周期；
15.根据公式2得出第二角频率ω2；
16.ω2＝ω
o-2pi*0.5
ꢀꢀꢀ
公式2
17.其中ω2为第二角频率，ω0为逆变输出电压的角频率，pi为3.14；
18.根据公式3得出第c角频率ωc；
[0019][0020]
其中ωc为第c角频率，ω2为第二角频率，ω1等于逆变输出电压的角频率ω0；
[0021]
根据公式4得出所述纹波补偿compen out；
[0022][0023]
其中compen out为纹波补偿，ki为调节比例，ω
rc
等于ωc为第c角频率，fs为直流母线电压采样频率，z为直流母线电压采样到的变换算子z，ω
01
为第零一角频率。
[0024]
本发明提供的技术方案的有益效果是：
[0025]
本发明利用电池电压不突变，瞬间输出大电流的特点，提供一种数字化的控制方
法和电路，可自适应输出电压频率，在控制pi回路上增加算法控制，不增加硬件成本，从而提高了产品可靠性和性价比；本发明无需增加直流母线的电容量，避免了现有技术中抑制直流母线波纹时所带来的系统成本和体积增加的问题。
附图说明
[0026]
下面结合实施例和附图对本发明进行详细说明，其中：
[0027]
图1是本发明较佳实施例电路图；
[0028]
图2是内环控制原理框图；
[0029]
图3是正玄波和低频纹波对比示意图；
[0030]
图4是外环控制原理框图；
[0031]
图5是纹波反馈控制原理框图。
具体实施方式
[0032]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
[0033]
针对现有技术中存在的问题和不足，本发明提供一种数字化的控制方法和电路，可自适应输入电压频率，在控制pi回路上增加谐振控制，不增加硬件成本，提高了产品可靠性和性价比。
[0034]
本发明公开了一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路，参看图1示出的电路图，其包括依次连接的原边变换器、隔离变压器、副边变换器、直流母线、逆变模块，以及控制器和连接直流母线的电池组。参看图2示出的内环控制原理框图，所述控制器根据输出参考电压vrms_ref、输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，进行内环反馈控制生成内环控制信号，内环控制信号控制逆变模块以稳定逆变模块的输出电压；参看图4示出的外环控制原理框图，所述控制器根据直流母线电压bus v、直流母线参考电压bus ref v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0、调节比例ki进行外环反馈控制生成外环控制信号，外环控制信号控制原边变换器以补偿直流电压低频纹波。
[0035]
参看图1示出的本发明较佳实施例电路图，所述原边变换器采用全桥结构，第一开关q1和第三开关q3组成第一桥臂，第二开关q2和第四开关q4组成第二桥臂，第一桥臂的中点和第二桥臂的中点之间串接第五电容c5、第一电感l1、隔离变压器原边绕组w1。
[0036]
所述副边变换器采用全桥结构，第五开关q5和第七开关q7组成第三桥臂，第六开关q6和第八开关q8组成第四桥臂，第三桥臂的中点和第四桥臂的中点之间串接隔离变压器副边绕组w2。原边变换器和副边变换器构成直流隔离dab拓扑，其他llc隔离拓扑或者直流拓扑，均可使用本专利方案，亦在本专利保护范围。
[0037]
所述逆变模块采用全桥结构，第九开关q9和第十一开关q11组成第五桥臂，第十开关q10和第十二开关q12组成第六桥臂，第五桥臂的中点通过第二电感l2连接逆变模块一个输出端，第六桥臂的中点连接逆变模块另一个输出端，所述电感电流il fbk为流经第二电感l2的电流。
[0038]
本发明还公开了一种逆变电路直流电压低频纹波补偿电路的控制方法，所述补偿
电路采用上述的逆变电路直流电压低频纹波补偿电路，所述控制方法包括预设输出参考电压vrms_ref、采集输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，根据输出参考电压vrms_ref、输出电压vout fbk、输出端的电感电流il fbk，进行内环反馈控制生成内环控制信号，内环控制信号控制逆变模块以稳定逆变模块的输出电压；设置直流母线参考电压bus ref v和调节比例ki，采集直流母线电压bus v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0，根据直流母线参考电压bus ref v、调节比例ki、直流母线电压bus v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0，进行外环反馈控制生成外环控制信号，外环控制信号控制原边变换器以补偿直流电压低频纹波。
[0039]
所述内环反馈控制包括：对输出参考电压vrms_ref作均方根植运算，将得出的均方根植乘以1.414再乘以输出电压正弦函数值sin得到交流输出电压的参考，用交流输出电压的参考减去输出电压vout fbk得到电压误差值，将电压误差值做pi运算，用pi运算值减去电感电流il fbk得到电流误差值，将电流误差值做pi运算得到所述内环控制信号。需要指出均方根植运算，也称方均根值或有效值，它的计算方法是先平方、再平均、然后开方。计算公式是：rms＝(vpp/2)/sqrt(2)。输出电压正弦函数值sin为正弦函数，角度为0-360
°
，幅值为 1到-1。外环控制信号为pwm开关量，作用到直流母线上就可以输出正弦的电压波形。
[0040]
参看图3示出的正玄波和低频纹波对比示意图，当输出加载，随着功率的加大，bus上的纹波电压越来越大，纹波的频率和输出电压的频率相关，是输出电压频率的两倍，为了保持母线的稳定，需要消除这个低频纹波。
[0041]
参看图4，所述外环反馈控制包括：用直流母线电压bus v减去直流母线参考电压bus ref v得到反馈电压偏差，将反馈电压偏差做pi运算生成外环电压补偿bus pi out，外环电压补偿bus pi out加上纹波补偿compen out得到所述外环控制信号；所述纹波补偿compen out由纹波补偿模块(compensation模块)根据直流母线电压bus v、直流母线参考电压bus ref v、直流母线电压采样频率fs、逆变输出电压的角频率ω0、调节比例ki进行纹波反馈控制而生成。经过运算获得外环控制信号，可以得到直流母线bus电压上双倍频率纹波的补偿量。
[0042]
参看图5，所述纹波反馈控制包括：用直流母线电压bus v减去直流母线参考电压bus ref v得到反馈电压偏差，将直流母线电压采样频率fs转换为直流母线电压采样周期t，根据公式1得出第零一角频率ω
01
；
[0043]
ω
01
＝2fs tan(ω0t/2)
ꢀꢀꢀ
公式1
[0044]
其中ω
01
为第零一角频率，fs为直流母线电压采样频率，ω0为逆变输出电压的角频率，t为直流母线电压采样周期；
[0045]
根据公式2得出第二角频率ω2；
[0046]
ω2＝ω
o-2pi*0.5
ꢀꢀꢀ
公式2
[0047]
其中ω2为第二角频率，ω0为逆变输出电压的角频率，pi为3.14；
[0048]
根据公式3得出第c角频率ωc；
[0049][0050]
其中ωc为第c角频率，ω2为第二角频率，ω1等于逆变输出电压的角频率ω0；
[0051]
根据公式4得出所述纹波补偿compen out；
[0052][0053]
其中compen out为纹波补偿，ki为调节比例，ω
rc
等于ωc为第c角频率，fs为直流母线电压采样频率，z为变换算子z是当前直流母线电压采样的值，ω
01
为第零一角频率。
[0054]
以上所有控制，除电压电流采样外，都是在一颗dsp芯片中实现。
[0055]
以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本技术精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本技术的权利要求范围之中。