一种用于电光调制的共振增强的太赫兹天线的制作方法

1.本发明属于电光调制技术领域，具体涉及一种用于电光调制的共振增强的太赫兹天线。


背景技术：

2.随着5g(第五代移动通信技术)通讯技术的成熟普及、通信速率需求的日益膨胀，太赫兹频段通信技术正在逐步成为研究的焦点。目前5g的通信频段大都位于6ghz以下，带宽窄，随着通信需求的增多，通信资源日益紧张。而位于0.1thz-10thz之间的太赫兹频段具有更高的数据传输速率和更宽的频带资源。但是在太赫兹波段缺乏有效的接收器件，对于常用于微波探测的电子探测手段，太赫兹波段已经趋近与微波电子元件的极限响应频率，对于常用于光波段的常用半导体探测手段，太赫兹光不具有明显的光学响应。
3.为了实现有效的太赫兹探测，我们设计了一种基于共振增强微结构天线，并结合铌酸锂波导实现高效测量太赫兹信号电光调制的方法。该方法通过改变结构参数可实现共振频率可调的太赫兹频段电光调制增强。


技术实现要素：

4.为解决现有技术存在的缺陷，本发明提供一种用于电光调制的共振增强的太赫兹天线。
5.为了解决上述技术问题，本发明提供了如下的技术方案：
6.一种用于电光调制的共振增强的太赫兹天线，包括接收装置，其特征在于，所述接收装置包括金属元表面共振器、所述金属元表面共振器为双电容，双回路金属结构；所述电容之间设有电光调制元件，且与右侧的电容的间距为5μm，所述金属原表面共振器下部设有二氧化硅缓冲层，以及铌酸锂基底。
7.优选地，所述电光调制元件的材料为铌酸锂，所述电光调制元件采用单模条件的脊型波导。
8.优选地，所述单模条件满足如下式：
[0009][0010][0011]
其中，
[0012][0013][0014]
优选地，所述二氧化硅层缓冲厚度为400nm—500nm。
[0015]
优选地，所述铌酸锂基底厚度700nm—900nm。
[0016]
优选地，所述结构参数为h＝0.7μm,h＝0.68μm,w＝0.42μm,θ＝60
°
,n1＝n
o,e
＝2.21,2.14,n0＝n2＝1.5,b＝h/2λ。
[0017]
本发明相较于现有技术，具有以下有益效果：
[0018]
1)金属元表面共振器的结构，使其共振频率位于232ghz，并在共振器电容结构中得到了局域增益电场，以实现特定频段40倍的电场增强。
[0019]
2)两个回路的方向相反，磁通量变化引起两个回路中的感应电流变化方向相反，结构的磁响应特性被抑制；双电容串联具有补偿作用。
[0020]
3)共振时大多数能量局域在电容结构之间，使得电容附近有很强的局域谐振电场，有利于收集和增益信号。
附图说明
[0021]
图1是本发明的太赫兹电光探测器示意图。
[0022]
图2为本发明的太赫兹电光探测器a处的局部放大图。
[0023]
图3是本发明的太赫兹电光探测器示意图。
[0024]
图4是本发明的(a)元表面共振器结构，(b)rlc等效电路。
[0025]
图5是comsol数值模拟的不同电容大小下的吸收率曲线。
[0026]
(a)不同电容大小元表面共振谱。左侧电容间距分别为17.5μm,35μm,70μm，右侧电容间距分别为2.5μm,5μm,10μm，其中低频的共振峰对应lc共振模式，高频的共振峰对应dp共振模式；
[0027]
(b)lc共振模式传导电流密度分布
[0028]
(c)dp共振模式传导电流密度分布.其中箭头表示为传导电流密度矢量，b、c图的箭头大小作了归一化处理。
[0029]
图6是电场为铌酸锂层中间层截面电场分布，其中(a)、(b)、(c)的金属厚度分别为50nm，100nm，200nm。
[0030]
图7是不同电容大小下共振时电场增益大小，左右电容间距分别为(a)17.5μm,2.5μm,(b)35μm,5μm,(c)70μm,10μm，共振频率分别为(a)200ghz、(b)232ghz、(c)266ghz。
[0031]
图8是本发明提供的一种实施例的脊形波导示意图。
[0032]
图9是本发明提供的两组具有代表性的模拟结果对应的水平或垂直偏振的传播模式电场分布图。
[0033]
图10是太赫兹电场增益分布剖面图。
具体实施方式
[0034]
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
[0035]
实施例1
[0036]
本实施例提供了一种用于电光调制的共振增强的太赫兹天线，包括接收装置，所述接收装置包括金属元表面共振器、所述金属元表面共振器为双电容，双回路金属结构；所述电容之间设有电光调制元件，且与右侧的电容的间距为5μm，所述金属原表面共振器下部设有二氧化硅缓冲层，以及铌酸锂基底。
[0037]
所述电光调制元件的材料为铌酸锂，所述电光调制元件采用单模条件的脊型波导。
[0038]
其中，单模条件满足如下式：
[0039][0040][0041]
其中，
[0042][0043][0044]
所述二氧化硅层缓冲厚度为400nm—500nm。
[0045]
所述铌酸锂基底厚度700nm—900nm。
[0046]
所述结构参数为h＝0.7μm,h＝0.68μm,w＝0.42μm,θ＝60
°
,n1＝n
o,e
＝2.21,2.14,n0＝n2＝1.5,b＝h/2λ。
[0047]
实施例2
[0048]
为更清晰地表达本发明的设计思路，作如下具体解释：
[0049]
电光效应
[0050]
晶体在外加直流电场下折射率会发生变化，变化的大小与电场幅值成正比，称为泡克尔斯效应(即，电光效应)。电光效应的物理本质是直流电场与电磁波场在二阶非线性项χ
(2)
(ω＝ω 0)作用下的和频过程。从而直流电场等效的改变了电磁波的线性折射率。
[0051]
晶体折射率椭球公式为：
[0052]
η
11
x2 η
22
y2 η
33
z2 2η
12
xy 2η
23
yz 2η
31
zx＝1
[0053][0054]
其中线性电光系数项γ
mk
即泡克尔斯效应电光系数。
[0055]
铌酸锂电光晶体的特性
[0056]
铌酸锂晶体具有非常大线性电光系数，是常用的电光调制晶体。铌酸锂晶体按对称性属于3m族晶体，其一阶电光系数张量表示为
[0057][0058]
在500nm波长，各系数的值为：
[0059]
γ
13
＝8.6pm
·
v-1
γ
22
＝6.8pm
·
v-1
[0060]
γ
33
＝30.9pm
·
v-1
γ
42
＝20pm
·
v-1
[0061]
铌酸锂的折射率椭球为
[0062][0063]
其中z轴为晶体的光轴，其中no、ne分别为铌酸锂的寻常光(o光)和非寻常光(e光)折射率。
[0064]
本实施例，采用x-切铌酸锂晶体薄膜作为电光调制晶体，x-切表示晶体的取向使得探测光在晶体中沿晶体的x轴传播。
[0065]
参与调制的电场分量位于yz平面内，由于铌酸锂的γ
33
电光系数最大，因此我们调整晶体的取向使得调制太赫兹电场方向落于晶体z轴，即e1≈0,e2≈0,e3＝e
thz
，
[0066]
式(1)简化为：
[0067][0068]
注意到电光调制下的椭球坐标系主轴没有变化，这将大大简化我们的计算。调制后y向、z向的折射率分别为
[0069]
[0070][0071]
假设被调制光为y偏z45度线偏振光，其沿晶体x轴传播并且受调制的距离为d，由于y，z方向折射率不同造成的yz方向相位差为
[0072][0073]
(2)式右式第一项来自于铌酸锂晶体的双折射率，与调制信号无关，探测时会产生一个本底信号，需要滤除；第二项正比于调制信号，通过测量第二项引起的相位差，我们就可以还原接收到的太赫兹信号。这种通过电光效应来测量太赫兹电场的方法成为电光采样。
[0074]
1550nm探测光调制信号强度
[0075]
这里我们提前给出实际器件的部分参数以证明调制信号的强度足以满足探测需求。铌酸锂在1550nm的o光、e光折射率分别为no＝2.21，ne＝2.14.调制长度约为d＝96μm，γ
33
≈30.9pm
·
v-1
，γ
13
≈8.6pm
·
v-1
，共振器对太赫兹信号的增益约为20倍，假设自由空间传播的太赫兹信号电场大小为10v
·
cm-1
.代入2.28式，我们可以得到太赫兹信号引起的光的不同偏振态的相位差约为
[0076][0077]
该相位差引起的偏振分量的光强变化比例约为10-3
，而目前实验中的光强探测器精度可以达到10-6
，完全足以探测该相位差引起的偏振分量的光强变化。
[0078]
如图3所示，实际的调制过程中，调制光感受到的太赫兹信号会随着光在波导中传播的时间变化，
[0079][0080]
其中c
ln
包括所有与晶体有关的系数，d为调制区域的长度，取决于共振器的尺寸大小，d决定了太赫兹信号在调制过程的相位变化，如图2.1所示。
[0081]
我们以二进制振幅键控信号(2ask)为例从时域上说明对通信信号的探测过程，2ask是由1和0组成的随机序列(每个周期传递一个字节)来调制简谐载波信号[5]。
[0082][0083][0084]
其中s(t)为随机变量，a为载波信号的幅值。我们假设太赫兹信号平均每个周期传递一个二进制字节信息，为了分辨相邻周期的不同信息，我们可以允许调制过程中太赫兹信号产生半个周期的相位差。对该信号半个周期内的调制信号的积分谱足可以表示为：
[0085][0086]
其中t＝2π/ω.通过式(3)可以得到字节1和0对应的时域信息。
[0087]
微结构共振器设计
[0088]
我们采用金属元表面共振器结构为双电容、双回路金属结构。我们的结构基于[12]的原型进行了放大和微调。共振器的平面结构如图4(a)所示，金属结构的尺寸以及电介质环境决定了电容和电感的大小，其等效电路为rlc振荡电路，如图4(b)所示，共振频率为采用这种结构的共振器有若干优点：首先，两个回路的方向相反，磁通量变化引起两个回路中的感应电流变化方向相反，结构的磁响应特性被抑制了；其次，双电容串联具有补偿作用。假设电介质环境均匀∈(r)＝∈，作无限大平板电容器近似，则串联双电容的总电容表示为
[0089][0090]
显然，只要总电容间隔d1 d2不变，改变电容间距比例d1/d2不会影响总电容大小与共振频率。这使得器件的设计具有较大的灵活性；共振时大多数能量局域在电容结构之间，使得电容附近有很强的局域谐振电场，有利于收集和增益信号。
[0091]
共振模式
[0092]
该共振结构存在两种不同的共振模式，分别为lc模式和dp模式。图5(a)展示了comsol数值模拟的不同电容大小下的吸收率曲线。当元表面共振时入射电场大量能量局域在电容结构中，从而形成吸收峰。其中频率较低的吸收峰对应lc共振模式,形成了lc震荡的回路电流，如图(b)，共振频率表征为
[0093][0094]
随着电容间距减小，总电容的增大，可以看到lc共振模式对应的吸收峰向低频方向平移；dp共振模式本质上是结构在外场驱动下产生电偶极子的振荡模式，不产生回路电流,如图(c)，因此增大电容对吸收峰几乎没有影响。
[0095]
图5不同电容大小元表面共振谱。左侧电容间距分别为17.5μm,35μm,70μm，右侧电容间距分别为2.5μm,5μm,10μm，其中低频的共振峰对应lc共振模式，高频的共振峰对应dp共振模式.(b)lc共振模式传导电流密度分布(c)dp共振模式传导电流密度分布.其中箭头表示为传导电流密度矢量，b、c图的箭头大小作了归一化处理。
[0096]
如图6所示，不同金属厚度下共振时电场增益大小，金属下方先后放置了400nm的二氧化硅缓冲层和700nm的铌酸锂基底(剖面结构见3.2.3)。图示电场为铌酸锂层中间层截面电场分布，
[0097]
如图7所示，不同电容大小下共振时电场增益大小，左右电容间距分别为(a)17.5μm,2.5μm,(b)35μm,5μm,(c)70μm,10μm，共振频率分别为(a)200ghz(b)232ghz(c)266ghz，对比实验图
[0098]
参数选取与优化
[0099]
为了实现较大的太赫兹信号增益，优化了金属结构的厚度以及电容大小。
[0100]
图6展示了不同金属厚度下的电场增益大小，较厚的金属具有更大的电容，使得在电容中局域的电场更强。
[0101]
图7展示了不同电容大小下电容截面上的电场增益大小分布。电光调制元件设计在右侧电容结构之下，右侧电容间距越小，局域电场增益越大，不均匀性也会增强。过于不均匀的电场具有很大的纵向分量以及横向梯度，使得信号的波前产生畸变。
[0102]
本发明选取右侧间距为5μm。
[0103]
电光调制元件设计
[0104]
我们选取铌酸锂作为电光调制元件的材料。在电光调制中，由于我们需要精确测量探测光在波导中调制后的相位变化，要求波导为单模波导，即波导中只能存在单模传播模式，以保证测量到的相位信号不受高阶模式的影响。在各种波导结构中，矩形波导和脊形波导的加工工艺相对简单，其中脊形波导的单模条件相比矩形波导对波导尺寸的限制更少，高阶模式耗散更快，并且横截面积更大，有利于减小探测光耦合进入波导的损耗，因此我们选取脊形波导作为波导结构设计的方案。
[0105]
脊形波导
[0106]
脊形波导的示意图与参数定义如图8所示。在1985年提出脊形波导的单模条件要求
[0107][0108][0109]
其中
[0110][0111][0112]
相比于矩形波导，脊形波导芯层与包层折射率对单模条件的限制较小，允许较大的横截面积。
[0113]
根据上述定义波导的厚度h以提升探测光的耦合效率，结构参数为h＝0.7μm,h＝
0.68μm,w＝0.42μm,θ＝60
°
,n1＝n
o,e
＝2.21,2.14,n0＝n2＝1.5,b＝h/2λ，满足3.15、3.16式给出的单模条件。
[0114]
缓冲层和波导厚度
[0115]
在实际应用种，单模波导通过金属共振器产生局域增益电场区域，位于电容结构附近。由于金属共振器是一个闭合双回路结构，波导将会从回路的两个金属边框下方经过，可能会受到金属(致密介质)的影响，改变波导的传播模式，因此需要在波导和金属边框之间填充足够厚的光疏介质缓冲层抑制这种影响。我们采用与波导基底一致的sio2缓冲层。我们使用comsol模拟了不同缓冲层厚度和波导厚度的情况下的基膜图像，图9展示了两组具有代表性的模拟结果对应的水平或垂直偏振的传播模式电场分布。缓冲层厚度过小时(《400nm)，垂直偏振的传播模式会与金属耦合，泄露到波导与金属的间隙中，形成缝隙传播模式，如图9(a)所示。由于受到金属边框的影响，波导的厚度低于700nm时comsol的计算结果给出的垂直偏振的基模总是伴随着高阶水平偏振模式，这类高阶模式源于模拟的物理场中有限边界，我们认为这代表垂直偏振基模在这种情况下不能稳定地传播，而是会在水平方向上发散，如图3.9(c)。
[0116]
当波导厚度达到700nm时，基模可以稳定地在波导中传播，此时水平偏振基模和垂直偏振基模的电场分布如图9(e)、9(f)所示，有效折射率分别为2.08 2.39
×
10-5
i,2.04 1.34
×
10-4
i.传播模式波幅由此计算得到垂直偏振基模的衰减系数大小为α＝κk0＝1.34
×
10-5
×
2π/1550nm＝54.3m-1
。金属共振器边框宽度为24μm，此时通过该边框区域的衰减1-e-αδz
≈0.002，基本可以忽略。
[0117]
本发明的工作原理是：脊形波导具有宽松的单模条件，使得波导的横截面可以取到微米量级的线宽，大大增加探测光耦合进入波导的效率，但是金属共振结构的增益电场在垂直方向上是局域的，并且随着距离电容中心的距离增加而衰减。
[0118]
选取波导厚度为h＝0.7μm.此时波导截面中心的电场增益大小约为40倍，如图10所示，采用300nm金属结构，400nm缓冲层和700nm铌酸锂基底时，数值模拟给出的共振时铌酸锂中的剖面电场分布结构。
[0119]
最后应说明的是：以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。