一种无桥功率因素校正电路的制作方法

1.本发明涉及电路技术领域，具体涉及一种无桥功率因素校正电路。


背景技术：

2.目前随着电网的谐波污染日益严重，必须引入pfc(功率因素校正)电路来降低电网中的谐波污染。而为了提高转换效率，无桥pfc电路被设计出来并逐渐成为研究的热点。相对于传统的pfc电路，无桥pfc电路略掉了前端的整流桥，减少了二极管的通态损耗，提高了转换效率。如图1为现有的一种无桥pfc电路的电路原理图，其设有两个开关管s1和s2和四个续流二极管d1，d2，d3,d4，通过控制电感l1电流，使无桥pfc电路的输入电流的波形跟随输入电压的波形，达到功率因数校正的目的。但是现有的无桥pfc电路存在的问题是，s1和s2需要隔离驱动和隔离供电，实现复杂。另外续流导通时，会流过两个二极管，损耗大。
3.因此，亟待一种能够降低是电路实现难度，降低损耗的无桥功率因素校正电路。


技术实现要素：

4.本发明的目的是针对现有技术中存在的上述问题，提供了一种无桥功率因素校正电路。
5.为了实现上述发明目的，本发明采用了以下技术方案：一种无桥功率因素校正电路包括输入侧电网、第一滤波电容、第二滤波电容、电感、第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管及第四开关管；所述输入侧电网的l端连接所述电感的第一端；所述电感的第二端连接分别连接所述第一二极管的第一端和所述第一开关管的第一端；所述第一二极管的第二端分别连接所述第二二极管的第二端和所述第三开关管的第一端以及所述第二滤波电容的正极；所述第二二极管的第一端分别连接所述第二开关管的第一端和所述输入侧电网的n端；所述第三开关管的第二端分别连接所述第一开关管的第二端和所述第二二极管的第二端以及所述第四开关管的第一端；所述第四开关管的第一端分别连接所述第一开关管的第二端和所述第二开关管的第二端，该第四开关管的第二端与所述第二滤波电容的负极连接；所述第一滤波电容第一端连接所述输入侧电网的l端，第二端连接所述输入侧电网的n端；且电路工作在变频临界连续模式。
6.工作原理及有益效果：1、与现有技术相比，本技术通过引入第三开关管和第三开关管，当第一开关管和第二开关管导通时，电流可以双向流动，此时输入侧电网电压对电感励磁，电流线性上升，而当第一开关管和第二开关管关断后，电流通过第一二极管以及第二开关管和第四开关管的体二极管续流导通或者通过第二二极管d2以及第一开关管和第四开关管的体二极管续流导通，输出电压减去输入电压的差值对电感去磁，电流线性下降，起到了功率因素校正的功能，在此过程中，第一开关管和第二开关管不再需要隔离驱动和隔离供电，因此可以显著降低电路实现难度，而且在续流导通时，电流不再是流过两个二极管，而仅仅只是其中一个，因此可以降低损耗。
7.进一步地，所述第一开关管和所述第二开关管作为功率主开关管，互相构成串联
对管结构。
8.进一步地，所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第四开关管导通，此时n端电位为0；所述输入侧电网处于正半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，此时n端电位为0。
9.进一步地，所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管导通，所述第三开关管导通，所述输入侧电网的n端电位等于母线电压；所述输入侧电网处于负半周时，当所述第一开关管和所述第二开关管关断，所述输入侧电网的n端电位等于母线电压。如此n端的电位相对于开关周期，可以保持恒定，这将大幅降低系统emi共模噪声。
10.进一步地，所述第一开关管和所述第四开关管、所述第二开关管和所述第四开关管、所述第三开关管和所述第四开关管均构成半桥桥臂结构。能够很容易实现高压自举供电和level shift(电平转换)的驱动。
11.进一步地，还包括与所述第一开关管的第二端连接的第一电容以及与该第一电容连接的供电电压端和第三二极管。
12.进一步地，所述输入侧电网处于正半周时，在续流期间，所述第二开关管和所述第四开关管导通；在励磁期间，所述第一开关管、所述第二开关管及所述第四开关管导通。
13.进一步地，所述输入侧电网处于负半周时，在续流期间，所述第一开关管和所述第四开关管导通；在励磁期间，所述第一开关管、所述第二开关管及所述第三开关管导通。
14.进一步地，所述第四开关管采用同步整流控制。
附图说明
15.图1是现有技术的电路示意图；
16.图2是本发明的电路示意图；
17.图3是本发明另一种实施方式的电路示意图；
18.图4是本发明输入侧电网处于正半周时的电路工作波形图；
19.图5是本发明输入侧电网处于负半周时的电路工作波形图。
具体实施方式
20.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
21.现有技术的电路如图1所示，图1中包括输入侧电网、第一电感l1、第一滤波电容cx1、第二滤波电容co、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一开关管s1、第二开关管s2，由于第一开关管s1和第二开关管s2相对图1中的电解地是浮动的，因此第一开关管s1和第二开关管s2需要隔离驱动，而启动时第一开关管s1和第二开关管s2没有供电，所以需要隔离供电，整体实现复杂，而且在续流导通期间，正半周续流时第一二极管d1和第四二极管d4导通，负半周第二二极管d2和第三二极管d3导通，二极管相比于mos导通压降大，损耗大，电流会流过至少两个二极管，如此会造成较大的电路损耗。
22.因此本技术提出了以下技术方案：
23.实施例1，
24.如图2所示，本无桥功率因素校正电路包括输入侧电网ln，第一滤波电容cx1、第二滤波电容co，电感l1，第一二极管d1、第二二极管d2，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4。其中本技术的电路工作在变频临界连续模式(crm)。
25.输入侧电网ln的l端连接电感l1的第一端，n端连接第一滤波电容cx1的第二端和第二二极管d2的第二端；
26.电感l1的第二端连接分别连接第一二极管d1的第一端和第一开关管s1的第一端，电感l1的第一端连接输入侧电网ln的l端；
27.第一二极管d1的第二端分别连接第二二极管d2的第二端和第三开关管d3的第一端以及第二滤波电容co的正极，第一二极管d1的第一端分别连接电感l1的第二端和第一开关管s1的第一端；
28.第二二极管d2的第一端分别连接第二开关管s2的第一端和输入侧电网ln的n端，第二二极管d2的第二端分别连接第一二极管d1的第二端、第三开关管s3的第一端以及第二滤波电容co的正极；
29.第三开关管s3的第二端分别连接第一开关管s1的第二端和第二二极管d2的第二端以及第四开关管s4的第一端；
30.第四开关管s4的第一端分别连接第一开关管s1的第二端和第二开关管s2的第二端，该第四开关管s4的第二端与第二滤波电容co的负极连接；
31.第二滤波电容co的正极分别连接第一二极管d1的第二端、第二二极管d2的第一端、第三开关管s3的第一端，第二滤波电容co的负极接地；
32.第一滤波电容cx1第一端连接输入侧电网ln的l端，第二端连接输入侧电网ln的n端。
33.其中，本技术中的第一开关管s1和第二开关管s2作为功率主开关管，构成串联对管结构，当第一开关管s1和第二开关管s2导通时，电流可以双向流动，输入侧电网ln电压对电感l1励磁，电流线性上升。当第一开关管s1和第二开关管s2关断后，电流通过第一二极管d1以及第二开关管s2和第四开关管s4的体二极管续流导通或者通过第二二极管d2以及第一开关管s1和第四开关管s4的体二极管续流导通，输出电压减去输入电压的差值(即输入侧电网l端的电压减去n端的电压)对电感l1去磁，电流线性下降。其基本工作原理同boost pfc电路，具体功率因素校正控制策略，这里不做阐述。
34.当输入侧电网ln电压处于正半周，即v
l
》vn时，如果第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从l端流过电感l1，第一开关管s1，第二开关管s2回到n端，n端的电位是浮动的；如果第一开关管s1和第二开关管s2关断，电流从l端流过电感l1，第一二极管d1，第二滤波电容co，第四开关管s4体二极管，第二开关管s2体二极管回到n端，n端的电位接近为零。
35.当输入侧电网ln电压处于负半周，即vn》v
l
时，如果第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从n端流过第二开关管s2，第一开关管s1，电感l1回到l端，n端的电位是浮动的；如果第一开关管s1和第二开关管s2关断，电流从n端流过第二二极管d2，第二滤波电容co，第四开关管s4体二极管，第一开关管s1体二极管，电感l1回到l端，n端的电位接近等于母线电压vo；
36.为了改善emi，使得输入侧电网n端电平不包含开关噪声，因此需要引入第三开关
管s3和第四开关管s4，具体控制方法如下：
37.当输入侧电网ln电压处于正半周，即v
l
》vn时，在续流期间，n端的电位接近为零。因此在第一开关管s1和第二开关管s2导通期间，同时导通第四开关管s4，则可以强迫n端电位为零。那么输入侧电网ln电压处于正半周时，n端电位始终为零。
38.而当输入侧电网ln电压处于负半周，即vn》v
l
时，在续流期间，n端的电位接近等于母线电压vo，即第二滤波电容的电压。因此在第一开关管s1和第二开关管s2导通期间，同时导通第三开关管s3，则可以强迫n端电位等于母线电压vo。那么输入侧电网ln电压处于负半周时，n端电位始终为母线电压vo。
39.如此，经过上述控制过程，使得输入侧电网ln的n端的电位相对于开关周期，可以始终保持恒定，如此可以极大地降低整个电路系统的emi共模噪声。
40.而且，图2中，第一开关管s1和第四开关管s4，第二开关管s2和第四开关管s4，第三开关管s3和第四开关管s4均构成半桥桥臂结构，此结构很容易实现高压自举供电和电平转换(level shift)的驱动，因此无需将开关管隔离驱动和隔离供电，电路实现难度大大降低，在续流导通期间，电流也不会经过两个二极管，可以有效降低电路损耗。
41.如图3所示，在另一种实施例2中，当本技术的电路还包括：第三三极管d3和第一电容c1，第三二极管d3第一端连接vcc，第二端连接第一电容c1的第一端，第一电容c1的第二端连接第一开关管s1的第二端。如此，当第四开关管s4导通时，第一开关管s1和第四开关管s4的中点电压v
center
等于零，vcc通过第三二极管d3向第一电容c1供电，vcc_s1为第一电容c1的电压；当第四开关管s4关断后，v
center
电位上升使得第三二极管d3反偏截止，vcc_s1仍然浮动供电给第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3的驱动和控制电路。其中图3中展示了部分电路，剩余电路为图2中的电路部分。
42.为了改善效率，降低导通损耗。在第一开关管s1，第二开关管s2和第四开关管s4体二极管续流导通期间，使用同步整流控制，相应驱动导通第一开关管s1，第二开关管s2和第四开关管s4的mos管，降低其导通损耗。具体方法如下：
43.如图4所示，当输入侧电网ln电压处于正半周，即v
l
》vn时，在续流期间，第二开关管s2和第四开关管s4导通；在励磁期间，第一开关管s1、第二开关管s2和第四开关管s4导通，第一开关管s1作为开关管，第二开关管s2和第四开关管s4可以一直导通。同理，如图5所示，当输入侧电网ln电压处于负半周，即vn》v
l
时，在续流期间，第一开关管s1和第四开关管s4导通；在励磁期间，第一开关管s1、第二开关管s2和第三开关管s3导通，第二开关管s2作为开关管，第一开关管s1可以一直导通，第四开关管s4采用同步整流控制。
44.其中图4和图5中，vgs1、vgs2、vgs3、vgs4分别表示s1～s4开关管的驱动，i
lp
表示电感l1电流。
45.如此，与现有技术相比，不仅是减少了续流导通期间，电流流经二极管的数量，还采用同步整流控制大大降低了控制难度，其中同步整流控制是采用通态电阻极低的专用功率mosfet，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术，它能大大提高dc/dc变换器的效率。
46.上述的v
l
为输入侧电网ln的l端电压，vn为输入侧电网ln的n端电压。
47.综上，结合各实施例的技术效果，通过引入第三开关管s3和第四开关管s4，可以实现高压自举供电和level shift驱动，以及大幅改善emi。通过对开关管进行同步整流控制
可以改善效率，从而解决了现有技术存在的问题。
48.本发明未详述部分为现有技术，故本发明未对其进行详述。
49.可以理解的是，术语“一”应理解为“至少一”或“一个或多个”，即在一个实施例中，一个元件的数量可以为一个，而在另外的实施例中，该元件的数量可以为多个，术语“一”不能理解为对数量的限制。
50.尽管本文较多地使用了专业术语，但并不排除使用其他术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。
51.本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上做任何变化，凡是具有与本技术相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。