一种基于变Boost电感的多路恒流输出LED驱动电源的制作方法

一种基于变boost电感的多路恒流输出led驱动电源
技术领域
1.本发明属于led照明技术领域，具体涉及一种基于变boost电感的多路恒流输出led驱动电源，用于控制led驱动电源输出电流的恒定。
技术背景
2.led(light emitting diode)照明相较于传统照明方式具有高效、节能、无污染、寿命长等突出优势，被视为“第四代照明光源”，近年来成为照明领域的研究热点，已逐渐在街道照明、隧道照明、景观照明等照明领域得到了广泛应用。在上述led照明领域，常采用两级型led驱动电源来完成功率变换，前级功率因数校正(pfc)单元将工频交流电压整流得到恒定的直流电压，并实现功率因数校正功能；后级dc/dc单元将恒定的直流电压转换为恒定的直流电流输出。上述两级型led驱动电源需要两个驱动电路及控制器(功率因数校正控制器和dc/dc控制器)，为进一步简化结构、减少元件、降低成本，有学者提出了单级型led驱动电源，将单相功率因数校正单元和高频dc/dc变换单元通过开关管共用的方式构建单级型led驱动电源，由于内部两个变换单元的开关管实现了共用，只需采用一个控制电路就能同时实现输入功率因数校正和对输出电流的调节，相应驱动电路等也得到了简化。对于控制策略，有的学者提出了一种模块化开环多路谐振恒流led驱动电源，由一个全桥逆变器和多个lcl-t谐振整流器组成。但是当开关管占空比取值太小会导致高频交流方波含大量高次谐波，需增加lclc串并联谐振滤波网络，又增加了电路拓扑元器件。另有学者提出了基于变占空比的一种无整流桥pfc拓扑的网络，需要输入电压过零检测，在输入电压过零处转换开关管占空比。但是在占空比切换时刻，开关管电流会发生突变，产生较大的电流尖峰。


技术实现要素：

3.本发明针对上述现有技术的不足之处，提出一种基于变boost电感的多路恒流输出led驱动电源，解决电路控制方式复杂的问题，同时可以优化网络结构、提高效率以及降低成本。
4.为实现上述目的，本发明所设计的一种基于变boost电感的多路恒流输出led驱动电源，其特殊之处在于，包括boost型pfc单元、dc/dc单元和控制单元，
5.所述boost型pfc单元：用于将恒定的交流输入电压变换为恒定的直流母线电压，包括可变电感lb、二极管d1和d2、开关管s1和s2、pfc输出母线电容cb；
6.所述dc/dc单元：用于将直流母线电压变换为恒定的直流输出，包括高频dc/ac变换和ac/dc无源谐振恒流单元，所述高频dc/ac单元将恒定的直流母线电压变换成为高频交流方波电压，通过变压器进行电气隔离，所述ac/dc无源谐振恒流单元将高频交流方波电压变换成恒定的直流电流向led负载输出；
7.所述控制单元：用于对ac/dc无源谐振恒流单元的输出电流进行采样，通过控制boost型pfc单元中可变电感lb的电感值以实现恒定的输出电流。
8.优选地，所述ac/dc无源谐振恒流单元为多个，由无源元件电感、电容和二极管组
成，每一个无源谐振恒流单元驱动一串led，每增加一路led输出则增加一个无源谐振恒流单元。
9.优选地，所述高频dc/ac单元与ac/dc无源谐振恒流单元之间采用t型变压器进行电气隔离。
10.优选地，所述控制单元采集ac/dc无源谐振恒流单元的电流反馈值，与参考电流值比较后产生误差信号，将误差信号转化为电流控制信号输出至可变电感lb。
11.优选地，所述开关管s1和s2的占空比均固定为0.5。为保障系统稳定运行，输入电压过零检测以及占空比切换尤其重要，在占空比切换时刻，开关管电流发生突变，电流尖峰过大，实验过程中由于占空比的直接切换会导致开关管电流过大而出现烧管的现象。若占空比可固定在0.5不变，可以避免由于占空比的直接切换造成开关管瞬态电流过大的问题。
12.优选地，所述高频dc/ac部分由全桥或半桥逆变网络组成。
13.优选地，所述boost型pfc单元和dc/dc单元中开关网络开关管类型为三极管、mosfet和/或igbt。
14.优选地，所述控制器采用比例控制器、pi控制器或pid控制器。控制器通过比较参考信号和反馈信号获得误差信号，将其应用于控制器。控制器生成控制信号，该信号用于调整直流偏置电流，然后，通过调节直流偏置电流可以调节pfc单元的boost电感器的电感值以调节输出。
15.优选地，所述开关管s1和s2的占空比固定不变时，控制boost型pfc单元中可变电感lb的电感值具备功率因数校正功能。
16.相比现有技术，本发明具有如下有益效果：
17.1、采用变boost电感控制，由于开关频率和占空比是固定的，因此简化了控制策略。
18.2、由于采用变boost电感控制，开关占空比可固定为0.5，避免了由于pfc单元占空比取值限制所带来的高频交流母线电压谐波含量高的问题；同时可以去除lclc串并联谐振滤波网络，从而简化电路拓扑。
19.3、占空比固定在0.5，不需要输入电压过零检测，同时还可解决在输入电压过零点由于占空比切换所导致的电流尖峰问题。
20.4、在整个输入输出变化过程中，pfc单元输出电压ub几乎保持恒定不变。
21.5、由于boost型pfc单元输出电压ub远大于输入电压幅值的两倍，pfc单元工作在dcm模式下，因此可自动实现高输入功率因数。
22.6、在本发明中，通过进行合理参数设计，可以使开关管实现软开关，从而降低开关损耗，提高效率。
附图说明
23.图1是本发明基于变boost电感控制的单级多路恒流输出led驱动电源的架构图。
24.图2是图1架构的一种具体电路拓扑。
25.图3是单级全桥高频谐振ac/ac变换器拓扑推演示意图。
26.图4是单级全桥高频谐振ac/ac变换器在一个工频周期tl内的工作波形。
27.图5是输入电压过零时占空比切换的工作原理示意图。
28.图6是输入电压过零时仿真波形。
29.图7是参数m与输入功率因数pf的关系示意图。
30.图8是图2中pfc单元在输入电压的一个工频周期内的工作波形。
31.图9是双e型的可变电感器的结构及原理。
32.图10是可变电感偏置电路以及可变电感lb与直流电流ib之间的关系图。
33.图11是用于控制主电感值lb的控制方案框图。
34.图12是图2所示电路工作在闭环控制下时，输入电压电流图。
35.图13是图2所示电路工作在闭环控制下时，在输入电压分别在99v、110v、121v时测得的开关管s1和s2的电压电流实验波形。
36.图14是图2所示电路工作在闭环控制下时，当输入电压变化时的输出电压电流动态实验波形图。图14(a)为输入电压为99v时的实验波形；图14(b)为输入电压为121v时的实验波形；图14(c)为输入电压由99v跳变至121v时的实验波形；图14(d)为输入电压由121v跳变至99v时的实验波形。
37.图15是图2所示电路工作在闭环控制下时，让负载跳变，使输出电压变化时的输入输出动态波形图。图15(a)为主路输出电压由36v跳变至4v时的实验波形；图15(b)为主路输出电压由4v跳变至36v时的实验波形；图15(c)为从路输出电压由36v跳变至4v时的实验波形；图15(d)为从路输出电压由4v跳变至36v时的实验波形。
具体实施方式
38.以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细描述。
39.参见图1，本发明设计一种基于变boost电感的多路恒流输出led驱动电源，能够简化控制策略，简化电路拓扑，而且能实现软开关，自动实现高输入功率因数，开关利用率高，输出具有高精度的电流。以图2的电路结构为例，本发明包括boost型pfc单元、dc/dc单元和控制单元：
40.boost型pfc单元：采用由图腾柱无整流桥boost型pfc单元，用于将恒定的交流输入电压变换为恒定的直流母线电压，包括可变电感lb、二极管d1和d2、开关管s1和s2、pfc输出母线电容cb。pfc单元的拓扑结构可以是有整流桥的拓扑，也可以是无整流桥的拓扑。
41.dc/dc单元：采用基于lcl-t无源谐振恒流网络的非对称半桥dc/dc单元，用于将直流母线电压变换为恒定的直流输出，包括高频dc/ac变换和ac/dc无源谐振恒流单元，高频dc/ac单元将恒定的直流母线电压变换成为高频交流方波电压，通过t型变压器进行电气隔离，ac/dc无源谐振恒流单元将高频交流方波电压变换成恒定的直流电流向led负载输出。高频交流母线电压可为对称或不对称方波，dc/ac部分由开关网络构成，其后可接有隔离变压器实现输入输出隔离，ac/dc部分由无源元件电感、电容和二极管共同构成。
42.dc/dc单元中的dc/ac部分可由全桥或半桥逆变网络组成，ac/dc部分由无源谐振恒流网络和整流模块两部分组成。无源谐振恒流网络可由lcl-t，clc-π，clc-t或lcl-π构成，整流模块可为半波整流、全波整流、桥式整流、倍压整流结构。
43.ac/dc无源谐振恒流单元为多个，由无源元件电感、电容和二极管组成，每一个无源谐振恒流单元驱动一串led，每增加一路led输出则增加一个无源谐振恒流单元，每一个无源谐振恒流单元可以相同或者不同以适配相对应的led输出。
44.boost型pfc单元和dc/dc单元中开关网络开关管类型为三极管、mosfet和/或igbt。
45.控制单元：用于对ac/dc无源谐振恒流单元的输出电流进行采样，通过控制boost型pfc单元中可变电感lb的电感值以实现恒定的输出电流。
46.控制单元通过采样值经过控制器来控制pfc单元的boost电感值，实现恒定的输出电流。控制单元通过采样输出信号，通过比较参考信号和输出信号获得误差信号，然后将其应用于控制器。控制器包括但不限于比例控制器、pi控制器、pid控制器等。控制器生成控制信号，该信号用于调整直流偏置电流。直流偏置电流在磁芯内部产生直流偏置磁通密度，调节整个电感器的磁感应强度，进而通过改变b
–
h曲线拐点周围的直流工作点来调整材料的导磁率，进而调节可变boost电感器的电感值以调节led驱动电源的输出电流，从而输出具有高精度的电流。本发明的控制对象可以是dc/dc单元的输出电流或也可以是pfc单元的输出直流电压信号。
47.本发明通过控制电感lb实现恒流的原理如图3所示，lcl-t谐振网络的角频率ωo，相应的归一化角频率ωn和两个电感的比γ可表示为
[0048][0049]
在这里f
sw
表示开关频率，ω
sw
表示开关角频率。
[0050]
设定ωn＝1，d＝0.5，在仅考虑u
ac
和u
dm
基波分量的情况下，输出电流i
om
与输出电压u
om
无关，可实现恒流，可以表示为
[0051][0052]
在这里n表示变压器的匝比，其值等于n1/n2。
[0053]
因此只要调节可变电感lb的值使得储能电容电压ub保持基本不变即可。根据式(2)，当输入和输出电压变化时，由于通过调节电感lb的值主路输出电流i
om
被闭环控制，储能电容电压ub可保持基本不变。
[0054]
下面描述电感lb的值和储能电容电压ub的关系。
[0055]
可得输入有功功率p
in
为
[0056][0057]
其中
[0058][0059]
式(3)表明可变电感lb值与储能电容电压ub有着一一对应关系，在输入电压有扰动变化的情况下，可通过调节电感通过调节可变电感lb的值使得电容电压ub保持基本不变；在输出功率变化的情况下，也可通过调节可变电感lb实现输出i
om
恒定的目的。那么根据上式(2)，输出电流i
om
可保持不变，如此实现恒流的功能。
[0060]
本实施例中占空比d设置为0.5。
[0061]
下面根据无整流桥推拉输出boost型pfc单元的工作原理，说明无整流桥pfc变占空比控制的原理(d变化的情况)及占空比切换过程。
[0062]
如图3，无整流桥推拉输出boost型pfc单元包括电感lb、二极管d
r1
和d
r2
、开关管s1和s2、储能电容cb；全桥lc-lc串并联谐振dc/ac单元包括储能电容cb、开关管s
1-s4、lc-lc串并联谐振网络以及变压器t，其中谐振网络由串联电感ls、串联电容cs、并联电感l
p
以及并联电容c
p
组成。储能电容电压ub既是pfc单元的输出电压，又是dc/ac单元的输入电压，开关管s1、s2进行了复用。
[0063]
图4为上述单级全桥高频谐振ac/ac变换器在一个工频周期t
l
内的工作波形。在输入电压u
in
的正半周期内，开关管s1、s2互补导通，开关管s3、s4互补导通，开关管s3相对于开关管s1移相180
°
，二极管d
r2
关断，开关管s1、s3保持占空比d不变；而在输入电压u
in
的负半周期内，开关管s1和s2、s3和s4同样互补导通，开关管s3相对于开关管s1移相180
°
，二极管d
r1
关断，开关管s2、s4保持占空比d不变。由于占空比d不变且电感电流i
lb
断续，i
lb
的包络线为与输入电压同频同相的正弦波，实现了功率因数校正功能。储能电容电压ub由开关管s1、s2、s3和s4经全桥逆变得到谐振网络的输入电压ur，由于开关管移相180
°
，故ur中的直流分量为零。lc-lc串并联谐振网络具有良好的滤波特性，可将其输入电压ur中高次谐波分量滤出，其输出电压u
p
(即变压器原边电压)主要包括基波分量，通过合理设计可使其总谐波含量(total harmonic distortion，thd)低于5％。值得注意的是，ur波形正负半周对称，其谐波含量大大减少，通过变压器t实现电气隔离后，可得到频率及幅值恒定的高频正弦交流输出电压u
ac
。
[0064]
输入电压过零时占空比切换的工作原理如图5中所示，由于在输入电压过零处需要转换占空比，为保障系统稳定运行，输入电压过零检测以及占空比切换尤其重要。通过psim仿真可得到直接切换占空比时的开关管电流波形如图6所示，值得注意的是，在占空比切换时刻，开关管电流发生突变，电流尖峰过大，实验过程中由于占空比的直接切换会导致开关管电流过大而出现烧管的现象。因此，占空比固定在0.5不变，可以避免由于占空比的直接切换造成开关管瞬态电流过大的问题。
[0065]
在本发明中，控制boost型pfc单元中可变电感lb的电感值具备功率因数校正(pf)功能。
[0066]
当pfc单元工作于dcm且占空比d不变时可自动实现功率因数校正功能，因此先推导其工作于dcm的条件。
[0067]
设输入电压为
[0068]uin
＝u
inm
sinω
l
t
ꢀꢀꢀ
(5)
[0069]
其中，u
inm
是输入电压幅值，ω
l
为输入电压角频率。
[0070]
根据变换器的工作原理，由于占空比d不变，而电感电流i
lb
的上升速率随输入电压的变化而不同，其在输入电压为u
inm
时达到最大值；而又由于储能电容电压ub不变，其下降速率在输入电压为u
inm
时最小。因此，只需保证当输入电压为u
inm
时变换器工作于crm(critical conduction model，crm)，则可保证在整个1/2工频周期内工作于dcm，此时电感电流在一个开关周期t
sw
内的平均值i
lbmax
应小于或等于其峰值电流的1/2，即
[0071][0072]
由图4所示电感电流i
lb
在一个开关周期t
sw
内的波形可得，其平均值为
[0073][0074]
由于电感lb一个开关周期内伏秒平衡，于是
[0075]uin
·d·
t
sw
＝(u
b-u
in
)
·
d'
·
t
sw
ꢀꢀꢀ
(8)
[0076]
再由式(5)、(7)、(8)可得
[0077][0078]
其中
[0079][0080]
由式(9)可得，当输入电压为u
inm
时，达到最大值i
lbmax
，因此
[0081][0082]
根据式(6)、(11)可得pfc单元工作于dcm的条件为
[0083]
d≤1-m
ꢀꢀꢀ
(12)
[0084]
下面计算pfc单元的输入功率因数pf。由图3可知，交流侧输入电流即为电感电流i
lb
。由式(5)、(9)可得输入有功功率p
in
为
[0085][0086]
其中
[0087][0088]
由式(9)可得输入电流有效值即电感电流有效值i
lb
为
[0089][0090]
其中
[0091][0092]
根据式(5)、(15)可得输入视在功率s
in
为
[0093][0094]
其中u
in
为输入电压有效值。
[0095]
由式(13)、(17)可得输入功率因数pf为
[0096][0097]
由于a、b都是参数m的函数，因此pf大小仅与m有关系，由此可得二者关系如图8所示。由图8可知，为了满足能量之星关于功率因数大于0.9的要求，应保证m《0.9。
[0098]
功率因数pf只跟m有关，并且如果m小于0.9，则可以确保功率因数pf大于0.9，以满足能源之星的要求。
[0099]
由于d＝0.5，式(4)可以推导为m≤0.5，m的值远小于0.9。因此，只要pfc单元满足工作在dcm下的条件，就能够自动实现高输入功率因数。结合式(2)，pfc单元工作在dcm模式下的条件可以表示为
[0100]
m≤0.5
→
ub≥2u
inm
ꢀꢀꢀ
(19)
[0101]
相应地，上述边界条件可以解释为：只要当pfc单元的输出电压大于输入电压幅值的两倍时，pfc单元才会工作在dcm模式并获得高输入功率因数。
[0102]
所以需要通过控制设计电感的值使边界条件(19)满足要求就能实现功率因数校正功能。
[0103]
本实施例中，无整流桥boost型pfc单元在输入电压的一个工频周期t
l
内的工作波形如图8所示，其中q1和q2表示开关管s1和s2的栅极驱动电压。从图中可以看出，开关管s1和s2互补导通。占空比d固定在0.5，这意味着开关管s1和s2的导通时间始终为0.5t
sw
，其中t
sw
为开关周期。在输入电压u
in
的正半周期内，二极管d2反向截止，当开关管s1导通时，给电感lb充磁；当开关管s1关断时，存储在电感lb的能量被传输到负载。在在输入电压u
in
的负半周期，二极管d1反向截止，当开关管s2导通时，给电感lb充磁；当开关管s2关断时，存储在电感lb的能量被传输到负载。对于pfc单元，当占空比d固定并且电感电流i
lb
断续，电感电流i
lb
的包络线为一正弦波，并且与输入电压u
in
同相，因此可自动实现功率因数校正功能。
[0104]
图9(a)所示为使用双e型磁芯的可变电感器的结构，控制绕组位于双e型磁芯的侧向支柱上，由匝数为n
dc
的两个相同的绕组连接组成。主绕组放置在磁芯的气隙中间支柱上，由匝数为n
ac
的绕组组成。通过控制绕组中直流偏置电流i
dc
大小，在磁芯内部产生直流偏置磁通密度，调节整个电感器的磁感应强度，进而通过改变b
–
h曲线拐点周围的直流工作点来调整材料的导磁率，如图9(b)所示。
[0105]
图10(a)所示为向可变电感或主绕组电感lb提供直流电流的偏置电路。直流电流由与辅助绕组lb相连的电流源ii产生，电感lb通过改变磁通密度的直流电平来进行改变。此外，图10(b)给出了可变电感lb与其直流偏置电流ib之间的一般关系，从中可以看出，可变电感器值lb与直流电流ib成反比。
[0106]
图11所示为用于控制主电感值lb的控制方案框图。首先通过比较参考电压和反馈电压获得误差信号，然后将其应用于pi控制器。pi控制器生成控制信号，该信号用于调整直流偏置电流。然后，通过调节直流偏置电流可以调节可变电感器的电感值以以调节led驱动电源的输出电流。
[0107]
图2～图15所示本发明实验波形图。输入输出以及各元器件参数设置如下：额定输入电压u
in
＝110v，lb＝130μh-556μh，额定输出电流0.7a，开关频率100khz，变压器匝比n＝n1：n2＝2，电感lm＝175μh，电感l
am
＝87μh，电容cm＝14nf。
[0108]
图12是电路工作在闭环控制下时，输入电压电流图。从图12中可以看出，电感电流i
lb
处于断续模式，电感电流ilb的包络线为一正弦波，并且与输入电压u
in
同相，与理论分析的情况一致。经过lc输入滤波器滤除了电流i
lb
中的高次谐波后实验测量得到的输入功率因数大约为0.99，满足能量之星的要求。
[0109]
图13是电路工作在闭环控制下时，在输入电压分别在99v、110v、121v时测得的开关管s1和s2的电压电流实验波形。在不同输入电压下输出功率po＝75w时开关管s1和s2的漏源极电压以及开关管电流如图12所示，在开关管s1和s2的栅极信号到达之前，电流i
s1
和i
s2
小于零，这意味着开关管的反向并联二极管导通，因此开关管s1和s2实现了零电压导通。此外，图13中给出了实验测得的电感电流i
lb
的波形，从图中进一步证明了boost电感电流i
lb
在不同的输入电压下均是不连续的。
[0110]
图14是电路工作在闭环控制下时，当输入电压变化时的输出电压电流动态实验波形图。从图14(a)和图14(b)中可以看出，主路由于受到闭环控制其输出电流i
om-pre
不会随着输入电压变化。pfc单元输出电压ub保持恒定在380v左右，从路输出电流i
os-pre
也保持恒定。输入电压发生突变时的动态实验波形如图14(c)和图14(d)所示，在图14(c)中，输入电压u
in
从大约99v
ac
上升到大约121v
ac
；在图14(d)中，输入电压u
in
从大约121v
ac
下降到到大约99v
ac
。无论是图14(c)和图14(d)，主路的输出电流i
om-pre
都能在短时间内恢复到之前状态，因此，可以看出实现了对主路输出电流的闭环控制。
[0111]
图15是电路工作在闭环控制下时，让负载跳变，使输出电压变化时的输入输出动态波形图。图15(a)给出了当从路输出电压u
os
≈36v时主路输出电压从约36v降至4v时测得的实验波形，对应的主路负载变化是从9个串联led变为1个led。相应地，图15(b)给出了当从路输出电压u
os
≈36v时主路输出电压从约4v上升到36v时测得的实验波形。由图15(a)和15(b)可以看出，由于主路受到闭环控制，主路的输出电流能够在短时间内恢复到先前的状态，并且从路的输出电流的波动较小，满足精度要求。图15(c)给出了当主路输出电压u
om
≈36v时从路输出电压从约36v降至约4v的输出波形，对应的从路负载变化也是从9个串联led变为1个led，图15(d)给出了当主路输出电压u
om
≈36v时从路输出电压从约4v上升至约36v的输出波形。同样地，根据图15(c)和图15(d)，主路的输出电流能够在从路电压变化时保持恒定，并且从路的输出电流波动较小，满足恒流精度要求。由此看来实现了对主路输出电流的闭环控制，并且从路输出电流可以在主路电压u
om
和从路电压u
os
的整个变化范围内满足恒流精度要求。
[0112]
从上述实验波形的分析可知，本发明中固定占空比控制策略更加简单，开关管均可实现软开关，降低了开关损耗，可输出高精度的电流，实现了恒流输出功能。且与传统多路恒流led驱动电源相比，本发明结构更加简单，从元器件数和控制上都具有明显优势。
[0113]
本发明的上述实施例仅仅是为说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化和变动。这里无法对所有的实施方式予以穷举。凡是属于本发明的技术方案所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。