雷达系统的校准的制作方法

1.本说明书涉及雷达传感器领域，特别是包括多雷达芯片的雷达系统。


背景技术：

2.雷达传感器使用在用于检测对象的多个应用中，其中，检测通常包括测量所检测的对象的距离和速度以及方位角(到达方向，doa)。尤其在汽车领域中，存在对雷达传感器的日益增长的需求，雷达传感器尤其能够使用在先进的驾驶辅助系统(高级驾驶员辅助系统，adas)中，诸如在车距调节速度控制(acc，自适应巡航控制，或雷达巡航控制)系统中。这种系统可以自动调节汽车的速度，以便与其他在前行驶的汽车(以及与其他对象和行人)保持安全距离。汽车领域中的其他应用例如是死角检测(盲点检测)、车道变化辅助、碰撞警告、行人识别等。在自主行驶领域，雷达传感器以及具有多个传感器的系统对于自主车辆的控制起着重要的作用。
3.用于汽车的雷达应用是与道路安全相关的各种标准的主题，例如称为“道路车辆-功能安全”的功能安全标准iso 26262。为了确保雷达传感器的功能安全，它是了解雷达传感器的当前状态是否允许可靠的距离和速度测量非常重要。然而，可靠性在其他应用中也可能是一个问题。出于这个原因，已经开发出能够执行各种类型的自检和某些参数校准的雷达传感器。
4.发明者自身设定的任务在于，提供一种雷达系统，该系统对于校准给出了改进的可行性。


技术实现要素：

5.上述目的通过根据本发明的方法以及的系统来实现。各种示例性实施例和进一步的发展是以下内容。
6.以下描述涉及一种用于雷达系统的方法。根据一个实施例，该方法包括基于振荡器信号在第一雷达芯片的第一发送信道中生成第一hf(高频)雷达信号，并经过第一发送天线辐射第一hf雷达信号，取决于在第一雷达芯片中使用的同步信号调制第一hf雷达信号。该方法还包括基于振荡器信号在第二雷达芯片的第一发送信道中生成第二hf雷达信号，并经过第二发送天线辐射第二hf雷达信号，取决于第二雷达芯片中使用的同步信号调制第二hf雷达信号。此外，该方法包括借助传感器电路接收hf传感器信号，该传感器电路具有第一hf雷达信号的部分功率和第二hf雷达信号的部分功率的叠加，并且确定测量信号取决于传感器信号。
7.根据进一步的实施例，该方法包括基于振荡器信号在第一雷达芯片的第一发送信道中生成第一hf雷达信号，并经过第一发送天线辐射第一hf雷达信号，其中取决于在第一雷达芯片中使用的同步信号调制第一hf雷达信号。该方法还包括基于振荡器信号在第二雷达芯片的第一发送信道中生成第二hf雷达信号，并经过第二发送天线辐射第二hf雷达信号，其中取决于在第二雷达芯片中使用的同步信号调制第二hf雷达信号。此外，该方法包括
借助传感器电路接收第一hf传感器信号，其中第一hf传感器信号具有第一hf雷达信号的部分功率，并且借助传感器电路接收第二hf传感器信号，其中第二hf传感器信号具有第二hf雷达信号的部分功率。该方法还包括确定取决于第一传感器信号的第一测量信号，以及确定取决于第二传感器信号的第二测量信号。由此，确定表示在第一雷达芯片中使用的同步信号和在第二雷达芯片中使用的同步信号的传播时间差的值。
8.另外的示例性实施例涉及设计用于执行这里描述的方法的雷达系统。
附图说明
9.下面借助附图更详细地阐述实施例。图示不一定是比例正确的并且实施例不仅限于所示出的方面。更确切地说，重点在于示出实施例所基于的原理。在附图中：
10.图1是用于示出用于距离测量和/或速度测量的fmcw雷达系统的功能原理的简图。
11.图2包括两个时间图，用于示出由fmcw系统生成的hf信号的频率调制。
12.图3是用于示出fmcw雷达系统的基本结构的框图。
13.图4示出了具有两个或更多耦合的雷达芯片的雷达系统的示例。
14.图5示例性地示出了布置在不同雷达芯片中的两发送信道和图4中的雷达系统的一个接收信道。
15.图6更详细地示出了图5中的发送信道的示例。
16.图7使用时序图来举例说明雷达芯片使用的系统时钟信号的相位调谐。
17.图8示出了图5中示例的替代示例。
18.图9示出了控制电路的示例，其用于调整由雷达芯片接收到的系统时钟信号的传播时间延迟，并使发送信道的输出处的相位与相邻雷达芯片的相应发送信道相适应。
19.图10示出了图9中的控制电路的一部分的示例。
20.图11使用流程图示出了这里描述的方法的示例。
21.图12示出了这里描述的方法的另一个示例性实施例，其表示了图11中方法的替代方案。
具体实施方式
22.图1示出fmcw雷达系统作为用于检测对象(包括测量对象的距离和速度以及必要时的doa)的传感器的应用，对象通常被称为雷达目标。在本示例中，雷达装置1具有单独的发送(tx)天线6和接收(rx)天线5(双基地雷达配置或伪单基地雷达配置)。但是要注意的是，也可以使用同时用作发送天线和用作接收天线(单基地雷达配置)的天线。发送天线5辐射hf信号s
rf
(t)，该信号例如利用线性啁啾信号(周期性的、线性的频率斜坡)被频率调制。所辐射的信号s
rf
(t)在雷达目标t处反向散射，并且反向散射(反射的)信号y
rf
(t)由接收天线6接收。图1示出简化的示例；实际上，雷达传感器是具有多发送(tx)信道和接收(rx)信道的系统，并且hf信号s
rf
(t)包括多个序列，每个序列分别具有定义的啁啾。
23.图2示例性地示出信号s
rf
(t)的所提到的频率调制。如在图2中所示，信号s
rf
(t)由多个“啁啾”组成，即信号s
rf
(t)包括具有上升(上啁啾)或下降(下啁啾)频率的正弦信号变化曲线(波形)的序列(参见图2中的上图)。在本示例中，在起始频率f
开始
处开始的啁啾的瞬时频率f
lo
(t)在时间段t
斜坡
内线性地增加到停止频率f
停止
(参见图2中的下图)。这种啁啾也称
为“线性频率斜坡”。在图2中示出三个相同的线性频率斜坡的一个序列。然而应注意，参数f
开始
、f
停止
、t
斜坡
以及单个频率斜坡之间的暂停可以改变。频率变化也不一定必须是线性的。作为频率调制的替代，也可以使用其他调制技术。也可以使用其他类型的调制，例如pmcw(相位调制连续波)。这里描述的示例性实施例不限于fmcw雷达系统。
24.图3是示例性示出雷达装置1(雷达传感器)的简化结构的框图。因此，至少一发送天线5(tx天线)和至少一个接收天线6(rx天线)与集成在雷达芯片中的hf前端10连接，该前端可以包括hf信号处理所需的所有那些电路组件。这些电路组件包括例如本地振荡器(lo)、hf功率放大器、移相器、低噪声放大器(lna)、定向耦合器(例如，竞争耦合器、环行器、电容耦合器等)以及用于将hf信号向下混频到基带或中频带(zf频带)中的混频器。hf前端10是-必要时连同另外的电路组件一起-集成在雷达芯片中，雷达芯片也被称为单片集成微波电路(mmic)
25.在雷达应用中，本地振荡器生成的本地震荡信号通常在shf(超高频，厘米波)频带或ehf(极高频，毫米波)频带中，例如在某些汽车应用中在76ghz到81ghz的区间内，或在24ghz ism频带(工业、科学和医学频带)中。
26.所示示例示出具有单独的rx和tx天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，唯一的天线既用于辐射也用于接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如循环器)可用于将待辐射的hf信号与所接收的hf信号(雷达回波)分离。如所提及的那样，雷达系统在实践中大多具有带有多发送天线或接收天线的多发送信道和接收信道，这尤其能够实现方向(doa，到达方向)的测量，从该方向接收雷达回波。该方向通常由角度(方位角)表示。在这种mimo系统中，各个tx信道和rx信道通常分别相同或类似地构造。也就是说，雷达前端10可以具有也可以分布在多雷达芯片上的多发送信道和接收信道。在实际应用中，一个雷达系统的辐射和接收信道分布在几个(例如2到10个甚至更多)互连的雷达芯片上。
27.在pmcw或fmcw雷达系统的情况下，经过tx天线5辐射的hf信号例如可以在从大约20ghz到100ghz的范围中(例如，在一些应用中大约77ghz)。因此，辐射的hf信号是毫米波。如所提到的那样，由rx天线6接收的hf信号包括雷达回波，也就是说，在一个或多个雷达目标处反向散射的那些信号分量。所接收的hf信号y
rf
(t)例如向下混频到基带中并在基带中借助模拟信号处理进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。在雷达系统中，基带和中频带(if带)之间的概念区分通常不准确。在下文中使用术语基带。所提到的基带-模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波(例如高通和低通)以及必要时的放大。基带信号最后被数字化(参见图3，模数转换器30)并且在数字范围内被进一步处理。
28.数字信号处理链可以至少部分地借助例如可以在处理器上执行的软件来实现。附加地或可替代地，数字信号处理链也可以包含硬连线的计算单元。一般而言，数字基带信号处理由计算单元40(见图3)执行，该计算单元包括硬连线数字计算电路和一次性可编程(otp)数字计算电路以及一个或多个处理器(例如微控制器或数字信号处理器)执行软件指令。因此，计算单元被理解为能够执行这里描述的功能和计算的任何电路或电路组。计算单元的多种合适的实现方式对于本领域技术人员来说是充分已知的，因此在此不进行更详细的讨论。计算单元40也可以分布在多个芯片或空间分离的单元上。
29.整个系统通常借助系统控制器50控制，系统控制器同样可以至少部分地借助软件
实现，该软件可以在诸如微控制器之类的处理器上执行。hf前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选地，模数转换器30和数字信号处理的部分)可以一起集成在唯一的mmic(即，hf半导体芯片)中。备选地，各个组件也可以分布在多个集成电路上。计算单元40也可以与系统控制器一起集成在一个芯片中，但不一定如此。
30.图4图示了具有可以布置在电路板上的多雷达芯片的系统的示例。在本示例中，示出了两个雷达芯片1、2。两个雷达芯片1、2都具有多个发送信道tx1.1、tx1.2、tx1.3、tx1.4或tx2.1、tx2.2、tx2.3、tx2.4和多个接收信道rx1.1、rx1.2、rx1.3、rx1.4或rx2.1、rx2.2、rx2.3、rx2.4。发送信道的hf输出耦合到所属的天线。在图4所示的示例中，雷达芯片1的发送信道tx1.4与发送天线ta1.4连接，雷达芯片2的发送信道tx2.1与发送天线ta2.1连接。每个雷达芯片不一定都具有接收信道。在一些示例性实施例中，雷达系统包括仅具有发送信道(但没有接收信道)的雷达芯片。在图4中仅示出了一个接收天线62，其与接收信道rx2.1的rf输入连接。图4中省略了其他接收天线，以保持图示清晰。在图4的示例中，接收天线63与另一雷达芯片(未示出)的接收信道连接。
31.雷达芯片1、2分别接收(在时钟输入引脚clk
in
处)系统时钟信号s
clk
(t)，其频率f
clk
例如在从几十到几百mhz的范围内，即通常在vhf频段(甚高频，20-300mhz)。由雷达芯片1、2接收到的时钟信号s
clk
(t)基于相同的信号源(时钟发生器)，该信号源例如可以设置在系统控制器50中或单独的芯片中。时钟发生器可以是晶体振荡器。由雷达芯片1、2接收的时钟信号s
clk
(t)因此是同步的并且具有相同的频率f
clk
，但是由于传播时间差异，在雷达芯片1、2中接收到的时钟信号的相位可能彼此不同。雷达芯片1、2需要时钟信号s
clk
(t)尤其用于为模数转换器计时和操作各种数字电路。
32.对于雷达芯片1、2，在主芯片和从芯片之间进行区分，其中-如图4的示例中-主芯片(雷达芯片1)通常包含生成本地振荡器信号s
lo
(t)的本地振荡器。本地振荡器可以包含例如锁相环(pll)，其中锁相环的参考信号基于时钟信号f
clk
。关于本地振荡器信号s
lo
(t)，可以将雷达芯片1、2等耦合，例如类似于菊花链布置。这意味着主芯片1在hf触点lo
out
(lo输出)处输出本地振荡器信号s
lo
(t)，而从芯片2在相应的lo触点lo
in
(lo-输入)处接收该本地振荡器信号s
lo
(t)。从芯片2同样可以具有lo输出lo
out
，在该lo输出处使得本地振荡器信号s
lo
(t)可用于另一个从芯片(图4中未示出)。多个雷达芯片可以通过这种方式耦合形成一个mimo系统，其中lo信号不一定必须以菊花链布置的方式分布。在其他示例性实施例中，功率分配器(splitter)可以与主芯片1的lo输出连接，该分配器将lo信号分开并且将各一部分功率转发到从芯片的lo输入。在图4的示例中显而易见的是，各雷达芯片使用的lo信号s
lo
(t)都是相关的(即它们基本上是信号s
lo
(t)的相同信号形式)，但是由于传播时间不同，各雷达芯片中使用的lo信号s
lo
(t)的相位可能不同。雷达芯片1、2可以与计算单元40和系统控制器50(见图3)连接，并与它们通信(例如，通过一个或多个串行数据连接)。
33.为了精确检测雷达目标，特别是为了精确确定雷达回波的入射角(doa)，由各发送天线辐射的雷达信号(它们是都基于各自芯片的lo信号)之间的稳定并且被定义的相位关系很重要。为此，已经开发了用于测量和校准相位的各种概念和技术。下面更详细地描述一个新概念。
34.图5示出了布置在不同芯片中的发送信道tx1.4和tx2.1以及接收信道rx2.1的示例性实现方式。在此应注意，图5是简化电路图，以显示hf前端10的基本结构。当然，在很大
程度上取决于特定应用程序的实际实现方式可能更复杂，并且通常有多个tx和/或rx信道。此外，在图5中仅示出了接收信道rx1和发送信道tx1的那些对于以下讨论示例性实施例必需的组件。应当理解，实际实现方式更为复杂，并且可能具有其他电路组件(例如，耦合器、hf功率传感器、移相器等)。接收信道基本上具有相同的结构，并且分别包括hf功率放大器102和移相器104。功率放大器102放大存在于相应雷达芯片中的本地振荡器信号s
lo
(t)。移相器104被设计成将输送给功率放大器102的输入的本地振荡器信号s
lo
(t)的相位改变一个可设定值δφ
1.4
(对于信道tx1.4)或δφ
2.1
(对于信道tx2)。功率放大器102和移相器104的各种实现本身是已知的，因此这里不再进一步讨论。功率放大器102的输出信号也是所属发送信道tx1.4和tx2.1的输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)，并且可以由所属天线ta1.4和ta2.1辐射。
35.图5所示的接收信道rx2.1包括hf放大器103(例如lna＝低噪声放大器)、混频器105、以及基带信号处理链20和模数转换器20(见图3)。放大器103接收施加在接收信道rx2.1的hf输入上的天线信号y
rx.2.1
(t)。预放大的天线信号被输送给混频器105的第一hf输入，而本地振荡器信号s
lo
(t)被输送给混频器105的第二hf输入(参考输入)。混频器105被设计成：借助本地振荡器信号s
lo
(t)的帮助，将放大的天线信号g
·yrx.2.1
(t)(增益g)向下混频到基带中。得到的基带信号y
bb
(t)在模拟基带信号处理链20中被进一步处理。接收信道rx2.1的模拟输出信号用y(t)表示。这借助模数转换器30被数字化并且对应的数字输出信号由y[n]表示(n是时间索引)。例如，数字雷达信号y[n]被计算单元40进一步处理。稍后将更详细地描述数字信号处理。
[0036]
在本示例中，混频器105将预放大的hf接收信号g
·yrf
(t)向下混频到基带。该混频可以发生在一个阶段(即从hf频带直接到基带中)、或通过一个或多个中间阶段(即从hf频带到中频频带、并且进而到基带中)。在这种情况下，接收混频器105有效地包括串联连接的多个单独的混频器级。在某些雷达系统中，iq解调器用作混频器以获得分析基带信号(具有同相和正交分量)。
[0037]
在图4和图5的示例中，接收天线62正好布置在天线ta1.4和ta2.1之间。即，在连接第一雷达芯片1的发送天线ta1.4与接收天线62之间的距离等同于在接收天线与连接第二雷达芯片2的发送天线ta2.1之间的距离。来自天线ta1.4或ta2.1的信号传播时间因此也和接收天线62(距离d)的相等，这具有的某些优点稍后被解释。
[0038]
下面考虑串扰或所谓的短程泄漏，即hf信号，其直接(在传感器系统测量范围内的雷达目标上没有反射)从发送天线ta1.4或ta2.1被传送至接收天线62。相同的距离d使得天线之间的传播时间相同。以下假设：本地振荡器信号s
lo
(t)是没有频率调制的cw信号，并且发送天线ta1.4和ta2.1都同时辐射对应的雷达信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)，因此接收天线接收到这两个信号s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)的叠加。该叠加s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)在下文中也被称为传感器信号，这是因为接收天线62为了执行校准测量目的也可以被视为传感器或探针。得到的基带信号的幅度(因此还有在接收信道rx2.1输出处得到的数字雷达信号y[n]的幅度)取决于信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的功率和相位。
[0039]
例如，如果信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)之间的相位差大约为180
°
(π度)，则信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)将在接收信道rx2.1的信号路径中被相减重叠。相反，如果信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)之间的相位差大约为0
°
(0度)，则信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)将在接收信道rx2.1的信
号路径中被相长叠加。相减干涉意味着两个信号的幅度相减，即出现信号功率的(部分)抵消。相长干涉意味着两个信号的幅度相加，即出现信号功率的相加。在接收信道rx2.1输出处的数字雷达信号y[n]可以被视为传感器信号s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)的信号功率的测量值(即信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的叠置)。
[0040]
在第一校准过程中，发送信号s
tx1.4
(t)的相位借助布置在发送信道tx1.4中的移相器105(相移φ
tx1.4
)改变，而数字雷达信号y[n]的幅度受到监控。对于所进行的校准测量，数字雷达信号y[n]也可以被视为测量信号，其取决于(传感器信号的)叠加s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的幅度或功率，进而也表示该叠加s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的幅度或功率。
[0041]
如果数字雷达信号y[n](测量信号)的幅度达到最大值，则存在相长干涉并且信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的相位相同。数字雷达信号y[n]达到最大电平时的相位值φ
tx1.4
被存储。相移φ
tx2.1
没有变化并且保持恒定。可替代地，相移φ
tx2.1
当然也可以改变，而相位值φ
tx1.4
保持不变。两个相移φ
tx1.4
和φ
tx2.1
也可以改变。在此应实现找到φ
tx1.4
和φ
tx2.1
的组合，在该组合中数字雷达信号y[n]的幅度达到最大值。
[0042]
可替代地，可以改变相移φ
tx1.4
直到数字雷达信号y[n]的电平达到最小值。在这种情况下，存在相减干涉并且信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的相位相差180
°
。通过随后相移φ
tx1.4
或φ
tx2.1
之一的反转(即变化了180
°
)，也可以建立相位相等。这意味着数字雷达信号y[n]达到最小电平时的相位值φ
tx1.4
被反转并存储。校准过程完成后，发送信道tx1.4和tx2.1的输出信号的相位将在后期正常的雷达操作中(即执行雷达测量时)进行校准。
[0043]
在这一点上应该注意的是，可以使用这里描述的概念平衡来自不同雷达芯片中的两个发送信道的输出信号的相位。对来自同一雷达芯片内的发送信道的输出信号的相位的平衡可以通过本身已知的其他方法来实现。对于具有两个以上雷达芯片的系统而言，可以重复校准过程。在图4的示例中，可以用第二雷达芯片2的发送信道tx2.4和第三雷达芯片(图4中未示出)的发送信道tx3.1和接收信道rx3.1重复校准过程。
[0044]
上述相位校准概念还允许通过略微修改系统来平衡雷达芯片使用的时钟信号s
clk
(t)的相位。时钟信号s
clk
(t)也被称为同步信号，因为雷达芯片1和2中的电路(特别是数字电路)的操作在同步信号的帮助下是同步的。因此，在各雷达芯片1、2中接收的时钟信号/同步信号s
clk
(t)的相位也会对雷达测量的精度有影响，例如因为时钟信号s
clk
(t)决定了模数转换器的采样时间点。为了平衡时钟信号s
clk
(t)的相位，输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)利用相应雷达芯片1或2中存在的时钟信号s
clk
(t)进行幅度调制。与上述相位校准过程一样，发送信道tx1.4和tx2.1的调幅输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)经过天线ta1.4和ta2.1同时辐射，并且接收信道rx2.1接收两个调幅信号的叠加s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)。
[0045]
在这里描述的示例性实施例中，各雷达芯片1、2中的时钟信号/同步信号s
clk
(t)的幅度调制是幅移键控(ask)。也就是说，在时钟信号s
clk
(t)的第一电平(例如高电平)下，发送信道tx1.4的输出信号s
tx1.4
(t)生成具有第一(例如相对高的)幅度a1，在时钟信号s
clk
(t)的第二电平(例如低电平)下，发送信道tx1.4的输出信号s
tx1.4
(t)生成具有第二(例如相对低的)幅度a2。得出的调幅信号s
tx1.4
(t)的包络线则基本上对应于时钟信号s
clk
(t)的走势。峰峰幅度值2
·
a1和2
·
a2如图7中所示。
[0046]
幅度调制的一种可能性是改变布置在发送信道tx1.4和tx2.1中的功率放大器102的增益。图6的示例举例说明了发送信道tx4.1。标记为ask的电路被设计为与时钟信号s
clk
(t)同步改变放大器102的增益，其中增益在g1和g2之间来回切换，这基本上引起输出信号s
tx1.4
(t)的幅度调制(幅移键控，ask)。此时应注意，增益g1也可以例如为零(即放大器打开和关闭)。在这种情况下，调制程度为100％。
[0047]
幅度调制对叠置s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)的信号功率的影响如图7所示。图7中的图表(a)示意性地示出了第一雷达芯片1的发送信道tx1.4的调幅输出信号s
tx1.4
(t)，图7中的图表(b)示意性地示出了第二雷达芯片2的发送信道tx2.1的调幅输出信号s
tx2.1
(t)。在所示示例中，信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的包络线被移相，这是因为第二雷达芯片2中使用的时钟信号相对于第一雷达芯片1中使用的时钟信号稍微延迟。延迟是不同信号传播时间的结果，在图7中用δt表示。延迟δt也可以被视为雷达芯片1和2中使用的时钟信号s
clk
(t)之间的传播时间差。
[0048]
图7的图表(c)示出了在传播时间差δt未被补偿情况下由接收天线62接收的信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的叠加y
rx2.1
(t)～s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)。与此相反，图7的图表(d)示出了对于平衡了传播时间的情况下的、由接收天线62接收的信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的叠加s
tx1.4
(t) s
tx2.1
(t)。由图表(c)和(d)可以看出，在信号传播时间不平衡时，接收的hf信号y
rx2.1
(t)的包络线有三个不同的幅度值(见图7中的图表(c))，相反在信号传播时间平衡时，接收的hf信号y
rx2.1
(t)的包络线只有两个不同的幅度值(见图7中的图表(d))。包络线信号是通过在接收信道rx2.1中下混频hf信号y
rx2.1
(t)来确定的。这意味着数字信号y[t]基本上对应于包络线信号。例如，图7中图表(c)中所示的幅度差δa可以在算术单元中借助信号处理相对容易地确定。如果幅度差δa为零，则可以得出结论，时钟信号s
clk
(t)的传播时间是平衡的。例如，在设置过程(调谐)中，第二雷达芯片2中接收的时钟信号可以借助延迟电路进行延迟，直到所测得的幅度差δa消失。也就是说，第二雷达芯片2所接收的时钟信号，从图7的图表(c)开始，逐渐延迟越来越多，直到传播时间平衡，实现图7的图表(d)所示的情况。
[0049]
附加地或可替代地，传播时间延迟δt也可以直接在包络线信号(在本示例中为接收信道rx2.1的输出信号y[n])中确定。用于测定δt的信号处理算法本身是已知的，因此这里不再进一步解释。例如，与正常脉冲宽度相比，脉冲宽度加宽t
clk
/2可以在图7的图表(c)所示的情况下确定(t
clk
＝f
clk-1
)。
[0050]
在前面的示例中，天线62由于直接串扰和/或短程泄漏(对非常接近的对象的反射，该对象位于天线正前方并且不在雷达系统测量范围内)而接收由天线ta1.4、ta2.1辐射的信号。可替代地，也可以提供对称的耦合器结构来取代天线62，耦合器结构被设计为将输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)(或至少它们的部分功率)叠加、并且将该馈入接收信道rx2.1的输入。当从发送信道tx1.4的hf输出到接收信道rx2.1的hf输入以及从发送信道tx2.1的hf输出到接收信道rx2.1的hf输入的信号路径的长度相同时，这种结构是对称的。
[0051]
图8示出了另一个示例性实施例，其表示了图5中示例的替代方案。发送信道tx1.4和tx2.1以及接收信道rx2.1可以是图4的雷达系统的一部分。图8中的发送和接收信道tx1.4、tx2.1、rx2.1可以具有与图5中的对应部件相同的结构。然而，代替接收天线62，图8中的示例也可以包括较复杂一点的传感器电路，该电路具有两个耦合器106和一个功率组合器62'。耦合器106中的第一个连接到发送信道tx1.4的输出并且被设计为将输出信号s
tx1.4
(t)的部分功率解耦。同样地，耦合器106中的第二个连接到发送信道tx2.1的输出并且
被设计为将输出信号s
tx2.1
(t)的部分功率解耦。所属的解耦的hf信号用s
tx1.4
'(t)或s
tx1.4
'(t)表示。在功率组合器62'中，在发送信道tx1.4和tx2.1的输出处解耦的两个hf信号s
tx1.4
'(t)和s
tx1.4
'(t)被组合，即它们进行叠加。功率组合器62'的输出信号y
rx2.1
(t)因此是组合信号s
tx1.4
'(t) s
tx1.4
'(t)。
[0052]
功率组合器62'可以被实现为例如威尔金森(wilkinson)组合器。然而，其他本身已知的电路也可以用作功率组合器。耦合器106可以设计为定向耦合器。合适的电路(例如微带技术中的耦合器电路)本身是已知的，因此这里不再进一步解释。为了使解耦的hf信号s
tx1.4
'(t)和s
tx1.4
'(t)具有通过传感器电路(直至接收信道rx2.1的输入)的相同传播时间，信号路径在两个耦合器106之间的线长与在功率组合器62的所属输入之间线长相等。然后具有耦合器106和功率组合器62'的传感器电路引起与图5的示例中的(传感器)天线62基本相同的结果。与图5的实施方式相比，图8的实施方式可以具有防止由于多次反射的干扰(多径干扰)引起的多径接收的优点。
[0053]
图9示出了控制电路的示例，该控制电路用于对从雷达芯片(例如，雷达芯片2，见图4和5)接收的系统时钟信号s
clk
(t)的传播时间延迟进行上述调整，并且用于使发送信道(例如tx2.1)的输出处的相位与相邻雷达芯片(例如雷达芯片1)的对应发送信道(例如tx1.4，参见图5)平衡。控制电路41可以看作是计算单元40的一部分，在本示例中，它包含在雷达芯片2中。然而，控制电路的部分也可以例如包含在系统控制器50(见图3)中或其他子系统中。
[0054]
在用于补偿相移φ
tx2.1
和/或φ
tx1.4
的校准过程中，控制电路接收数字雷达信号y[n]，该信号被用作为测量信号，用于使用两个hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的叠加的幅度(参见图5和图8)。如上所述，当hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的相位相同时，测量信号y[n]的电平最大，而当hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的相位被反转(即偏移180
°
)时，该电平最小。控制电路被设计为：对于布置在发送信道tx2.1中的移相器104的多个相移φ
tx2.1
，监测测量信号y[n]并且确定针对哪个相移φ
tx2.1
测量信号y[n]为最大值。在实践中，这种最大值搜索也可以如此进行：即首先确定测量信号y[n]取最小值时的相移φ
tx2.1
，然后反转相移φ
tx2.1
。在此过程中，布置在发送信道tx1.4中的移相器104的相移φ
tx1.4
保持在预设值。不言而喻，可替代地，相移φ
tx1.4
也可以改变直到测量信号y[n]具有最大值，而相移φ
tx2.1
保持在预定值。在此提出，在校准/平衡过程之后设置相移φ
tx1.4
和φ
tx2.1
的组合，在该组合中测量信号y[n]具有最大值。然后hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的相位相等(平衡)。
[0055]
附加地或可替代地，控制电路41还可以调整由第二雷达芯片2接收的时钟信号s
clk
(t)的传播时间延迟δt2，使得在两个相邻雷达芯片1、2中使用的时钟信号相对于时钟源具有相同的传播时间延迟。如已经参考图7所解释的，确定在各雷达芯片中接收的时钟信号s
clk
(t)的不同传播时间延迟(关于公共时钟信号源)有多种可能性。例如，借助数字信号处理可以直接确定两个传播时间延迟之间的差值δt(例如，在雷达芯片1和2中到达的时钟信号s
clk
(t)的传播时间延迟差)。可替代地，可以确定图7所示的幅度差δa。如果幅度差δa为零，则差值δt也为零。
[0056]
在一个实施例中，控制电路41相应地被设计成将在第二雷达芯片2中接收的时钟信号s
clk
(t)的传播时间延迟调整一个延迟值δt2，使得幅度差δa最小(即零)。在另一个示例性实施例中，控制电路被设计为：直接测量图7中所示的时间偏移δt并且调整延迟值δ
t2，使得该时间偏移δt最小(即，零)。在另一示例性实施例中，控制电路被设计为将测量信号y[n]与时钟信号的数字版本s
clk
[n]逻辑结合(例如与结合)并且借助滤波对所得信号进行平均。如果时间偏移δt为零，则被滤波信号m具有最大电平。延迟值δt2(此时时间偏移δt为零)被保存并用于后续校准测量。这个概念的一个示例在图10中示出。与门411将信号y[n]和s
clk
[n]结合，并且滤波器412形成移动平均值m。该平均值取决于设置的传播时间延迟δt2，并且当在雷达芯片1和2中接收的时钟信号相对于信号源的传播时间延迟相同时，该平均值最大。在另一种实现方式中，可以使用异或结合代替与结合。在这种情况下，当在雷达芯片1和2中接收的时钟信号相对于信号源的传播时间延迟相同时，平均值m最小。
[0057]
这里描述的方法和概念的各种示例性实施例总结如下。用于雷达系统的方法的第一个示例在图11的流程图中示出。根据图11，该方法包括：基于振荡器信号(参见图4，lo信号s
lo
(t))，在雷达芯片(1)的第一发送信道(参见图4，信道tx1.4)中生成第一hf雷达信号(参见图4，信号s
tx1.4
(t))，并且经过第一发送天线辐射第一hf雷达信号(图11，步骤s1a)。在此，取决于在第一雷达芯片中使用的同步信号(见图4，时钟信号s
clk
(t))调制第一hf雷达信号(图11，步骤s2a)。该方法还包括：基于振荡器信号在第二雷达芯片的第一发送信道(见图4，信道tx2.1)中生成第二hf雷达信号(见图4，信号s
tx2.1
(t))，并且经过第二发送天线辐射第二hf雷达信号(图11，步骤s1b)。在此，取决于在第二雷达芯片中使用的同步信号(见图4，时钟信号s
clk
(t))调制第二hf雷达信号(图11，步骤s2b)。
[0058]
如上所述，两个hf雷达信号(参见图4，信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t))可以以各种方式叠加。在图5的示例中，接收天线(传感器天线)接收两个相邻天线的直接串扰并因此接收上述叠加。在图8的示例中，hf耦合器用于相同目的。图11所示的方法还包括接收hf传感器信号(参见图4信号y
rx2.1
(t))，该信号是第一和第二hf雷达信号的部分功率的叠加(图11，步骤s3)。在下一步骤中，确定取决于传感器信号的测量信号(见图5，信号y[n])(图11，步骤s4)。如上所述，测量信号可以是表示传感器信号的包络线的数字信号。
[0059]
现在可以评估测量信号，以便例如检测在各雷达芯片的时钟输入clk
in
处接收的时钟信号(参见图4)相对于时钟信号源是否具有大约相同的相位(对应于传播时间延迟)。如上所述，为此可以使用不同的信号处理方法。如果确定在各雷达芯片的时钟输入clk
in
接收的时钟信号具有不同的相位/传播时间延迟，则对传播时间延迟的校准/调整是可能的。在图11所示的示例中(步骤s5)，该方法因此包括取决于测量信号来调整在第二雷达芯片中使用的时钟信号的传播时间延迟δt2。附加地或可替代地，其他芯片中时钟信号的传播时间延迟当然也可以被调整。
[0060]
图11中所示的步骤s5是可选的，因为在一些示例性实施例中，包含在测量信号中的、关于时钟信号的相位/传播时间差的信息稍后在正常雷达测量模式下也可以用于雷达测量的校正，因此调整时间延迟不是绝对必要的。不言而喻，流程图中所示的步骤不一定必须按所示顺序执行。实际上，所示的步骤可以基本上同时进行。
[0061]
测量信号的确定(图11，步骤s5)可以包括将hf传感器信号下混频到基带中。得到的基带信号然后可以用作测量信号。在这里描述的示例中，测量信号被数字化和数字处理。然而，为了校准相位/传播时间延迟的目的，模拟处理也是可能的。在此处描述的示例中，hf传感器信号在接收信道(参见图4，信道rx2.1)中以类似于接收到的雷达信号的方式进行处理。
[0062]
第一和第二hf雷达信号的调制可以包括幅度调制，例如幅移键控(ask)，其中取决于在第一或第二雷达芯片中使用的同步信号的电平，将相应的hf雷达信号的幅度(高或低)设置为第一或第二值。如上所述，在第一和第二雷达芯片中使用的时钟信号是二进制信号，其相对于时钟信号源可以具有不同的传播时间延迟。
[0063]
对于校准时钟信号的传播时间延迟附加的或可替代地，图4、5和8中的电路结构还允许对在雷达芯片中接收的lo信号进行相位校准。为此，图11中所示的方法可以附加地包括：调整(借助至少一个移相器)第一hf雷达信号(见图4，信号，s
tx1.4
(t))的相位和/或借助至少一个移相器(见图4，移相器104)调整第二hf雷达信号(见图4，信号s
tx2.1
(t))的相位。hf雷达信号的相位然后在所考虑的发送信道中以这样的方式被调整，使得所确定的测量信号近似地具有极值(例如最大值)。
[0064]
最后，应该指出的是，对于确定在各雷达芯片中使用的时钟信号的传播时间差，不必同时生成调幅的hf雷达信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)(见图4和5)。在这种情况下，hf范围内没有叠加。最初，只有发送信道tx1.4是活动的，并且hf传感器信号y
rx2.1
(t)只是hf输出信号s
tx1.4
(t)的部分功率。因此，得到的测量信号y[n]仅表示s
tx1.4
(t)的包络线。随后只有发送信道tx2.1是活动的，并且hf传感器信号y
rx2.1
(t)只是hf输出信号s
tx2.1
(t)的部分功率。因此，得到的测量信号y[n]仅表示s
tx2.1
(t)的包络线(不是叠加的包络线)。针对这两种情况可以确定测量信号y[n]的相位(例如，关于在第二雷达芯片中接收的时钟信号)。相位差表示了所考虑的两雷达芯片中接收到的时钟信号的传播时间延迟之差。这里描述的概念的这种变体在图12中示出。
[0065]
图12的流程图中总结的方法可以看作是图11的示例的替代方法。图5和图8的电路结构基本上适用于执行图12的方法。针对两种变体，区别仅在于对测量信号y[n](信道rx2.1的输出信号)的信号处理。图12所示的步骤t1a、t1b以及t2a和t2b与图11中的步骤s1a、s1b、s2a和s2b相同，然而步骤t1a和t1b并非同时执行、而是被依次执行，使得没有hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的叠加。取决于哪个发送信道是活动的(在图4和5的示例中，tx1.4或tx2.1)，作为(第一或第二)hf传感器信道y
rx2.1
(t)接收hf输出信号s
tx1.4
(t)的部分功率(步骤t3a)或接收hf输出信号s
tx2.1
(t)的部分功率(步骤t3b)。
[0066]
这对于本示例意味着：如果发送信道tx1.4是活动的，则在传感器电路(其包含接收信道rx2.1)中生成输出信号y[n](第一测量信号)，该输出信号取决于第一hf传感器信号(图12，步骤t4a)。如果发送信道tx2.1是活动的，则在传感器电路中生成输出信号y[n](第二测量信号)，该输出信号取决于第二hf传感器信号(图12，步骤t4b)。如上所述，该信号表示相应hf传感器信号的包络线。由于hf输出信号s
tx1.4
(t)和s
tx2.1
(t)的幅度调制(例如ask)，关于所属的测量信号，将具有对应的信号形式。测量信号y[n]分别具有相对于存在于第二雷达芯片2中的时钟信号s
clk
(t)的确定相位(相应于传播时间延迟)，这可以通过本身已知的方式容易地确定。
[0067]
只要对于确定第一测量信号(y[n]，如果tx1.4活动)的和第二个测量信号(y[n]，如果tx2.1活动)的相位/传播时间延迟(t5)，将同一时钟信号s
clk
(t)用作参考，则与信号源相关的时钟信号的绝对相位与相位的确定无关。以这种方式确定的相位的差相应于传播时间延迟δt2，以该延迟，雷达芯片2中使用的时钟信号滞后(或超前)于雷达芯片1中使用的时钟信号。该延迟时间差可以用延迟元件(参见图9，延迟电路del)来补偿。在一个具体实施
例中，调谐过程以变化的延迟值δt2进行，直到平均延迟时间差近似为零。