隔离式谐振转换器及其控制方法与流程

1.本公开涉及一种隔离式谐振dc/dc转换器及用以控制该转换器的方法，尤指一种单相或多相的隔离式谐振转换器及用以控制该隔离式谐振转换器的方法，并借此增加输入电压及/或输出电压的范围。


背景技术：

2.电源供应产业持续需求具有高效率、高功率密度及低成本的转换器，以实现更少的能耗、更小的安装空间及更好的成本效益。此外，在许多新开发的应用中(例如电动车和数据中心)，需要更高的功率处理。通过使用高额定功率的转换器，可显著减少电动车的充电时间及数据中心中的电源机柜尺寸。通常，谐振转换器采用谐振腔电路来对电压及/或电流的波形进行塑形，从而将开关损耗最小化，并在不影响转换效率的前提下实现高频运行。因此，谐振转换器被广泛用于可提供最高效率及功率密度的现有电源供应器中。
3.图1a示出了隔离式谐振功率转换器100的典型全桥拓扑，其谐振腔电路包含谐振电感l
p
及谐振电容c
p
和cs。因谐振腔的组成元件l
p
、c
p
及cs通过变压器tr而相互串联连接，故图1a中的转换器100为一串联谐振转换器(series resonant converter，src)。电感l
p
可位于初级侧及/或次级侧，且可将电感l
p
与电容c
p
及/或cs一同设置，使得至少一个电感和一个电容串联连接而形成谐振腔电路。为了最小化传导损耗，可采用具有低导通电阻的金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field effect transistor，mosfet)取代二极管而作为次级侧整流器。此外，由于作为次级侧整流器的mosfet可使功率电流自次级侧流向初级侧，故使得转换器100可进行双向运行。
4.在转换器100为在src的情况下，变压器tr的励磁电感lm远大于电感l
p
(例如超出10倍)。当变压器tr的励磁电感lm仅为电感l
p
的数倍时(例如2至10倍)，此种转换器被称作llc谐振转换器。由于llc谐振转换器的变压器tr具有相对较小的励磁电感，故流经励磁电感的循环电流大于src中的循环电流。由于循环电流较大，故llc转换器以增加传导损耗为代价实现了宽范围的零电压切换(zero voltage switching，zvs)。
5.图1b为初级侧开关q
p1-p4
及次级侧开关q
s1-s4
的开关控制信号和初级侧电流i
p
的波形示意图。在初级侧中，q
p1
和q
p4
的开关控制信号与q
p2
和q
p3
的开关控制信号互补。每个开关控制信号的占空比通常为50％，借此获得对称的i
p
波形。由于谐振腔的组成元件l
p
、c
p
和cs之间的谐振，初级侧电流的波形为正弦波。为了实现zvs，开关频率略大于由谐振频率，其中谐振频率取决于谐振腔的组成元件l
p
、c
p
和cs。借此，在初级侧开关q
p1-p4
进行切换的瞬间(即图1b中的时刻t2及t3)，初级侧电流i
p
成为初级侧开关q
p1-p4
的zvs电流。初级侧电流i
p
被传输至次级侧，并被除以变压器tr的匝数比(即is＝i
p
/n，其中n＝n
p
/ns，n
p
和ns分别表示初级侧绕组及次级侧绕组的匝数)。
6.次级侧开关q
s1-s4
的开关控制信号取决于i
p
的极性。当i
p
为正时，开关q
s1
和q
s4
导通，开关q
s2
和q
s3
关断；反之，当i
p
为负时，开关q
s1
和q
s4
关断，开关q
s2
和q
s3
导通。为了在实际应用中实现zvs，可延迟所有开关控制信号的上升沿(例如时刻t0、t1、t2及t3)，以使同一桥臂中
互补的两开关同时关断一较短时间，此同时关断的时间被称作死区时间。于此死区时间内，初级侧电流自处于关断状态的开关转向互补开关中的反平行二极管，从而为互补开关的后续zvs导通创造条件。
7.提供给负载的输出电流值为次级侧电流is的平均值。由于次级侧电流is具有正弦波形，故次级侧电流is的峰值始终大于输出电流，导致转换器100中的均方根(root-mean-square，rms)电流较大，进而因传导损耗使元器件的温度升高。因此，较大的rms电流也成为谐振转换器的缺点，尤其是在具有大电流或大功率的应用中。由于元器件的热容量在受到物理上的限制，故较高的传导损耗和元器件的温度上升将限制转换器的最大功率传输能力。在大电流或大功率应用中，温度控制为与转换器的可靠性息息相关的关键问题。
8.图2a示出了一种典型的三相隔离式src 200，其包含三个相位，分别为相位1、相位2和相位3。三相隔离式src 200的每一相包含两个初级侧开关、多个谐振腔元件、一变压器及两个次级侧开关。以相位1为例，开关q
p1
和q
p2
为初级侧开关，电感l
p1
及电容c
p1
和c
s1
为谐振腔元件，变压器tr1为相位1的变压器，开关q
s1
和q
s2
为次级侧开关。同样地，对于相位2，开关q
p3
和q
p4
为初级侧开关，电感l
p2
及电容c
p2
和c
s2
为谐振腔元件，变压器tr2是相位2的变压器，开关q
s3
和q
s4
为次级侧开关。此外，对于相位3，开关q
p5
和q
p6
为初级侧开关，电感l
p3
及电容c
p3
和c
s3
为谐振腔元件，变压器tr3为相位3的变压器，开关q
s5
和q
s6
为次级侧开关。
9.多相src的最大优势在于，每相均传输了总输出功率中的一部分。在三相src 200中，任一相中的电流应力为图1a所示的单相src 100中的电流应力的三分之一，这意味着每个谐振腔元件上的rms电流应力也变为三分之一。考虑到电阻性传导损耗与rms电流的平方值成正比，每个谐振腔元件的传导损耗变为单相src中每个谐振腔元件的传导损耗的九分之一。因此，三相src具有远高于单相src的功率传输能力。
10.图2b为初级侧开关q
p1
、q
p3
及q
p5
和次级侧开关q
s1
的开关控制信号与初级侧电流i
p1
、i
p2
及i
p3
的波形示意图。为使图式简洁，故省略了开关q
p2
、q
p4
、q
p6
、q
s2
、q
s3
、q
s4
、q
s5
和q
s6
的开关控制信号。开关q
p2
、q
p4
及q
p6
的开关控制信号分别与开关q
p1
、q
p3
及q
p5
的开关控制信号互补。与单相src相似，于每一相中，次级侧开关依据初级侧电流的极性而被导通。具体而言，在i
p1
、i
p2
或i
p3
为正时，对应的开关q
s1
、q
s3
或q
s5
导通；而在i
p1
、i
p2
或i
p3
为负时，对应的开关q
s2
、q
s4
或q
s6
导通。实现zvs的方式与单相src相似。如图2b所示，开关q
p1
、q
p3
及q
p5
的开关控制信号以120度的相移角(时域中的ts/3偏移)相互错相。借此，可使滤波电容co上的rms电流大幅降低。由于上述的种种原因，src可通过形成多相结构来提高其最大功率传输能力。
11.通过改变开关频率，可控制谐振转换器的电压转换比(v
out
/v
in
)。举例而言，src可在运行于谐振频率时(即在开关频率等于谐振频率时)提供最大电压转换比，而电压转换比将随开关频率的上升而降低。可变开关频率控制通常被视为谐振转换器的短处，尤其是在宽输入电压范围及/或宽输出电压范围的应用中。为了涵盖较宽的电压转换比范围，谐振转换器的最大开关频率增加，因而使驱动磁性组件的损耗和切换时的关断损耗增加。因此，需注意的是，就宽输入电压范围及/或宽输出电压范围的大功率应用而言(例如大功率电动车充电应用)，对于扩大多相谐振转换器的电压转换比范围的方法的研究至关重要。


技术实现要素：

12.为克服前述现有技术的缺失，本公开提供一种多相隔离式谐振转换器及其控制方
法，该控制方法通过实质缩小开关频率范围而使多相隔离式谐振转换器具有宽输入电压范围及/或宽输出电压范围。通过结合可变占空比、可变频率及延迟时间控制来控制输出电压或电流，可缩小开关频率范围。开关频率及占空比可被用于控制多相隔离式谐振转换器的初级侧开关，而延迟时间控制可用于控制次级侧开关。通过相对于初级侧或次级侧电流的过零时刻或相对于初级侧开关的关断时刻延迟对应的次级侧开关的关断，可实现对于次级侧开关的延迟时间控制。本公开的延迟时间控制可在有全桥整流器时扩展为双延迟时间控制，从而获得更宽的输出电压范围。再者，本公开的延迟时间控制亦可用于每一相的主动均流。
13.根据本公开一方面的构想，本公开提供一种隔离式谐振转换器，包含一或多个相位及控制电路。每个相位包含变压器、多个谐振元件、经由该多个谐振元件将输入端电耦接于变压器的多个初级侧开关以及将变压器电耦接于输出端的多个次级侧开关。控制电路电耦接于该一或多个相位，其中控制电路架构于：感测输入端上的输入电压及输出端上的输出电压；基于多个参数决定初级侧开关的第一控制信号及次级侧开关的第二控制信号，其中该多个参数包含该多个谐振元件的物理特性、输入电压、输出电压及参考电压；输出包含开关频率及第一占空比的第一控制信号至初级侧开关；以及输出包含开关频率及第二占空比的第二控制信号至次级侧开关。该多个次级侧开关中的第一个次级侧开关的第二占空比大于对应的该多个初级侧开关中的第一个初级侧开关的第一占空比。
14.于一些实施例中，该多个次级侧开关中的第二个次级侧开关的第二占空比是根据该多个初级侧开关中的第二个初级侧开关的关断时刻来定义。
15.于一些实施例中，控制电路还架构于感测流经每一相位的电流。
16.于一些实施例中，该多个次级侧开关中的第二个次级侧开关的第二占空比是根据电流由正至负或由负至正的过零时刻来定义。
17.于一些实施例中，控制电路包含：感测及缩放电路，架构于接收输入及输出电压，并将输入及输出电压转换为缩放后的输入及输出电压；减法电路，架构于接收缩放后的输出电压，并通过将参考电压减去缩放后的输出电压而产生误差信号；误差放大器，架构于接收误差信号，并产生放大及补偿后的误差信号；以及处理电路，架构于接收缩放后的输入电压和放大及补偿后的误差信号，并根据缩放后的输入电压和放大及补偿后的误差信号，产生第一及第二控制信号。
18.于一些实施例中，控制电路还包含零电流感测器，零电流感测器架构于感测流经每一相位的电流信号。
19.于一些实施例中，处理电路还架构于接收电流信号并根据缩放后的输入电压、放大及补偿后的误差信号及电流信号产生第一及第二控制信号。
20.于一些实施例中，该一或多个相位包含至少两个相位，控制电路还包含电流平衡电路，电流平衡电路架构于在第二控制信号被传输至次级侧开关前调整第二控制信号，以使流经不同相位的电流相互平衡。
21.于一些实施例中，电流平衡电路包含：电流感测、缩放及平均电路，架构于获取流经每一相位中的电流的平均值；以及延迟时间加法器，架构于依据任两个相位的电流的差决定每一相位的延迟时间，并通过将第二控制信号的责任周期加上延迟时间来调整第二控制信号。
22.根据本公开另一方面的构想，本公开提供一种用于控制隔离式谐振转换器的方法，其中隔离式谐振转换器具有一或多个相位，每一相位包含变压器、多个谐振元件、经由谐振元件将输入端电耦接于变压器的多个初级侧开关以及将变压器电耦接于输出端的多个次级侧开关。该方法包含：感测输入端上的输入电压及输出端上的输出电压；基于多个参数决定初级侧开关的第一控制信号及次级侧开关的第二控制信号，其中该多个参数包含谐振元件的物理特性、输入电压、输出电压及参考电压；输出包含开关频率及第一占空比的第一控制信号至初级侧开关；以及输出包含开关频率及第二占空比的第二控制信号至次级侧开关。该多个次级侧开关中的第一个次级侧开关的第二占空比大于对应的该多个初级侧开关中的第一个初级侧开关的第一占空比。
23.于一些实施例中，该多个次级侧开关中的第二个次级侧开关的第二占空比是根据该多个初级侧开关中的第二个初级侧开关的关断时刻来定义。
24.于一些实施例中，该方法还包含感测流经每一相位的电流。
25.于一些实施例中，该多个次级侧开关中的第二个次级侧开关的第二占空比是根据该电流由正至负或由负至正的过零时刻来定义。
26.于一些实施例中，该方法还包含在第二控制信号被传输至次级侧开关前调整第二控制信号，以使流经不同相位的电流相互平衡。
27.根据本公开另一方面的构想，本公开提供一种隔离式谐振转换器，包含：变压器、多个谐振元件、初级侧全桥电路、次级侧全桥电路及控制电路。初级侧全桥电路包含第一桥臂及第二桥臂，且经由谐振元件将输入端电耦接于变压器。次级侧全桥电路包含第三桥臂及第四桥臂，且将变压器电耦接于输出端。控制电路电耦接于初级侧全桥电路及次级侧全桥电路，其中控制电路架构于：感测输入端上的输入电压及输出端上的输出电压；根据放大及补偿后的误差信号决定第一、第二、第三及第四桥臂的控制信号，其中所有控制信号包含第一、第二、第三及第四桥臂中的至少一个的占空比；以及输出所有控制信号至初级侧全桥电路及次级侧全桥电路。当放大及补偿后的误差信号小于一阈值时，隔离式谐振转换器为降压转换器，而当放大及补偿后的误差信号大于该阈值时，隔离式谐振转换器为升压转换器。
28.于一些实施例中，当放大及补偿后的误差信号小于该阈值时，第一桥臂的占空比在0.0和0.5之间，而第二桥臂的占空比为0.0。
29.于一些实施例中，当放大及补偿后的误差信号小于该阈值时，第一桥臂的占空比为0.5，而第二桥臂的占空比在0和0.5之间。
30.于一些实施例中，当放大及补偿后的误差信号大于该阈值时，第一及第二桥臂的占空比为0.5，第三桥臂的占空比在0.5和1.0之间，第四桥臂的占空比为0.5。
31.于一些实施例中，当放大及补偿后的误差信号大于该阈值时，第一及第二桥臂的占空比为0.5，第三桥臂的占空比为1.0，第四桥臂的占空比在0.5和1.0之间。
32.于一些实施例中，随着放大及补偿后的误差信号增加，占空比单调递增。
33.于一些实施例中，随着放大及补偿后的误差信号增加，占空比线性递增。
附图说明
34.图1a及图1b分别示出了一种隔离式谐振功率转换器的典型全桥拓扑及其以zvs运
行的开关控制信号时序图。
35.图2a及图2b分别示出了一种典型三相隔离式串联谐振转换器及其以zvs运行的开关控制信号时序图。
36.图3a至图3d分别示出了本公开各个优选实施例的隔离式多相谐振转换器。
37.图4a及图4b示出了本公开优选实施例中连接于控制器的隔离式多相串联谐振转换器。
38.图5a、图5b、图5c及图5d示出本公开优选实施例的用于控制三相转换器的开关控制信号和初级侧电流的波形示例。
39.图6a及图6b示出了在次级侧具有二极管整流器的隔离式多相谐振转换器的示例性实施例。
40.图7a及图7b示出了在次级侧具有全桥整流器的隔离式谐振转换器的示例性实施例。
41.图8a及图8b示出了本公开优选实施例的单相谐振转换器。
42.图9a示出了本公开优选实施例的隔离式多相谐振转换器，其耦接于控制器以于转换器中进行主动均流。
43.图9b为图9a中的控制器的放大示意图。
44.图10示出了本公开优选实施例的单相隔离式串联谐振转换器，其在初级侧及次级侧均采用全桥配置。
45.图11示出了本公开优选实施例中与控制电路耦接的图10的单相隔离式串联谐振转换器。
46.图12为本公开优选实施例的v
ea
与占空比信号d1、d2、d3及d4之间的关系示意图。
47.图13a及图13b分别示出了对图10的转换器采用图11的d1区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。标号q
p1
、q
p2
、q
p3
及q
p4
分别表示对应的初级侧开关的开关控制信号，标号q
s1
、q
s2
、q
s3
、q
s4
、q
s5
及q
s6
分别表示对应的次级侧开关的开关控制信号，标号i
p1
、i
p2
及i
p3
表示各相的初级侧电流。
48.图14a及图14b分别示出了对图10的转换器采用图11的d2区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。
49.图15a及图15b分别示出了对图10的转换器采用图11的d3区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。
50.图16a及图16b分别示出了对图10的转换器采用图11的d4区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。
51.图17a及图17b分别示出了本公开其他优选实施例的v
ea
与占空比信号d1、d2、d3及d4之间的关系示意图。
52.图18a至图18e分别示出了本公开各个优选实施例的单相隔离式串联谐振转换器。
53.其中，附图标记说明如下：
54.100：转换器
55.l
p
：谐振电感
56.c
p
、cs：谐振电容
57.tr：变压器
58.lm：励磁电感
59.q
p1
、q
p2
、q
p3
、q
p4
：初级侧开关
60.q
s1
、q
s2
、q
s3
、q
s4
：次级侧开关
61.i
p
：初级侧电流
62.is：次级侧电流
63.n
p
、ns：绕组
64.t0、t1、t2、t3、t0’
、t1’
：时刻
65.200：转换器
66.q
p5
、q
p6
：初级侧开关
67.q
s5
、q
s6
：次级侧开关
68.l
p1
、l
p2
、l
p3
：电感
69.c
p1
、c
s1
、c
p2
、c
s2
、c
p3
、c
s3
：电容
70.i
p1
、i
p2
、i
p3
、i
pn
：初级侧电流
71.i
s1
、i
s2
、i
s3
、i
sn
：次级侧电流
72.co：滤波电容
[0073]vout
：输出电压
[0074]vin
：输入电压
[0075]
300：转换器
[0076]qp(2n-1)
、q
p(2n)
：初级侧开关
[0077]qs(2n-1)
、q
s(2n)
：次级侧开关
[0078]cpn
、c
sn
：谐振电容
[0079]
l
pn
、l
sn
：谐振电感
[0080]
tr1、tr2、trn：变压器
[0081]np1
、n
p2
、n
pn
：初级侧绕组
[0082]ns1
、n
s2
、n
sn
：次级侧绕组
[0083]
400：控制器
[0084]fs
：开关频率
[0085]
ts：开关周期
[0086]
d：占空比
[0087]
td：延迟时间
[0088]
410：零电流感测器
[0089]
420：感测及缩放电路
[0090]
430：减法电路
[0091]
440：误差放大器
[0092]
450：处理电路
[0093]vref
：参考电压
[0094]ve
：误差信号
[0095]vea
：放大及补偿后的误差信号
[0096]iin
：输入电流
[0097]iout
：输出电流
[0098]vout(scld)
、v
in(scld)
：电压
[0099]iout(scld)
、i
in(scld)
：电流
[0100]dsa1
、d
sa2
、d
sb1
、d
sb2
、d
sc1
、d
sc2
：二极管
[0101]qpa1
、q
pa2
、q
pb1
、q
pb2
、q
pc1
、q
pc2
：初级侧开关
[0102]qsa1
、q
sa2
、q
sb1
、q
sb2
、q
sc1
、q
sc2
：次级侧开关
[0103]cra
、c
rb
、c
rc
：谐振电容
[0104]cba
、c
bb
、c
bc
：谐振电感
[0105]ilra
、i
lrb
、i
lrc
：电流
[0106]
700：转换器
[0107]
800：控制器
[0108]
810：电流平衡电路
[0109]
811：电流感测、缩放及平均电路
[0110]
812：延迟时间加法器
[0111]
|i
p1
|
(avg)
、|i
p2
|
(avg)
、|i
p3
|
(avg)
：电流大小
[0112]
t
d_1
：延迟时间
[0113]
1000：转换器
[0114]
1100：控制器
[0115]
1110：感测及缩放电路
[0116]
1120：误差放大器
[0117]
1130：桥臂控制器
[0118]
b1、b2、b3、b4：半桥桥臂
[0119]
d1、d2、d3、d4：占空比信号
[0120]
1202：过渡点
具体实施方式
[0121]
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。
[0122]
图3a至图3d分别示出了本公开各个优选实施例的隔离式多相谐振转换器300。如图3a至图3d所示，转换器300具有n个相位，其中n为自然数(即具有相位1、相位2、
…
、相位n)。转换器300包含初级侧开关q
p1
、q
p2
、
…
、q
p(2n)
、次级侧开关q
s1
、q
s2
、
…
、q
s(2n)
、位于初级侧的谐振电容c
p1
、c
p2
、
…
、c
pn
、位于初级侧的谐振电感l
p1
、l
p2
、
…
、l
pn
、变压器tr1、tr2、
…
、trn、位于次级侧的谐振电容c
s1
、c
s2
、
…
、c
sn
以及一输出滤波电容co。于一些实施例中，转换器300具有三个相位(即n＝3)。
[0123]
请参阅图3a。转换器300的每个相位均包含在初级侧形成一半桥的两个开关、多个谐振腔元件、变压器及在次级侧形成一半桥的两个开关。变压器tr1、tr2、
…
、trn具有位于初级侧的初级侧绕组n
p1
、n
p2
、
…
、n
pn
及位于次级侧的次级侧绕组n
s1
、n
s2
、
…
、n
sn
。于此实施例中，初级侧绕组n
p1
、n
p2
、
…
、n
pn
的一端连接于同一个点(或公共节点)，而初级侧绕组n
p1
、np2
、
…
、n
pn
的另一端连接于与其对应的半桥。类似地，次级侧绕组n
s1
、n
s2
、
…
、n
sn
的一端连接于同一个点(或公共节点)，而次级侧绕组n
s1
、n
s2
、
…
、n
sn
的另一端连接于与其对应的半桥。图3a中的变压器tr1、tr2、
…
、trn的连接配置通常被称作y-y型连接配置。可理解的是，变压器tr1、tr2、
…
、trn可以任何适当的连接配置相互耦接，例如y-δ型连接配置(如图3b所示)、δ-y型连接配置(如图3c所示)及δ-δ型连接配置(如图3d所示)。本公开的控制方法实质上不受变压器的连接配置所影响。
[0124]
图4a及图4b示出了本公开优选实施例中连接于控制器400的隔离式多相串联谐振转换器300。除了图4b中的控制器400额外包含一零电流感测器(zero-current detector，zcd)之外，图4b中的控制器400与图4a中的控制器400实质上相同。于一些实施例中，图4a及图4b中的控制器400可采用可变开关频率(fs＝1/ts)控制、占空比(d)控制及延迟时间(td)控制的组合来控制转换器300。可变开关频率控制可适用于初级侧开关q
p1-p(2n)
和次级侧开关q
s1-s(2n)
，占空比控制可适用于初级侧开关q
p1-p(2n)
，延迟时间控制可适用于次级侧开关q
s1-s(2n)
。
[0125]
图5a、图5b、图5c及图5d示出本公开优选实施例的用于控制图4b中的三相转换器300的开关控制信号和初级侧电流的波形示例，其中包含初级侧开关q
p1
、q
p2
、
…
、q
p6
及次级侧开关q
s1
、q
s2
、
…
、q
s6
的开关控制信号及初级侧电流i
p1
、i
p2
及i
p3
的波形，且转换器300具有三个相位(即n＝3)。如图5a及图5b所示，所有开关q
p1-p6
和q
s1-s6
皆以相同的开关频率fs(或周期ts＝1/fs)运行。初级侧开关q
p1-p6
以占空比d(例如50％)运行。延迟时间td(例如从t1到t2)被用于依据初级侧开关q
p1
、q
p3
及q
p5
的关断时刻分别控制次级侧开关q
s1
、q
s3
及q
s5
的关断时刻。各相位的开关控制信号相互偏移约ts/3(或120度)。在有n个相位的情况下，各相之间可相互偏移约ts/n。如图5c及图5d所示，可根据初级侧电流的过零时刻来确定次级侧开关q
s1
、q
s3
及q
s5
的关断时刻。
[0126]
如图4b所示，若控制器400中包含零电流感测器410，则可依据初级侧或次级侧电流由正到负的过零时刻来定义延迟时间td。需注意的是，延迟时间td亦可通过位于初级侧的上开关q
p1
、q
p3
及q
p5
与位于次级侧的上开关q
s1
、q
s3
及q
s5
之间处于关断状态的时间差来定义。
[0127]
举例而言，如图5a及图5b所示，延迟时间td被定义为从t1(在初级侧的上开关q
p1
关断时)到t2(在次级侧的上开关q
s1
关断时)的时间段。相对于初级侧的上开关q
p3
和q
p5
的关断时刻，次级侧的上开关q
s3
和q
s5
的关断时刻被延迟与延迟时间td相同的时间长度。由于所有开关的开关频率皆相同，且上开关与下开关的控制信号互补，故施加于上开关q
s1
、q
s3
及q
s5
的延迟时间可抑制或减少下开关q
s2
、q
s4
及q
s6
处于导通状态的时间。
[0128]
图5a中的波形可应用于轻负载条件下，其中在初级侧电流i
p1
由负至正的过零点，下开关q
s2
关断，从而在t3至t0’
期间自输出滤波电容co汲取电荷。反之，图5b中的波形可应用于重载条件下，如图5b所示，初级侧及次级侧的下开关q
p2
和q
s2
同时关断(即同步关断)。类似地，下开关q
p4
和q
s4
同时关断，而下开关q
p6
和q
s6
同时关断(即同步关断)。若延迟时间td由初级侧的下开关q
p2
、q
p4
及q
p6
与次级侧的下开关q
s2
、q
s4
及q
s6
之间处于关断状态的时间差所定义，则延迟时间td可相对于初级侧或次级侧电流由负到正的过零时刻来定义(如图5a所示)或与之同步(如图5b所示)。
[0129]
请再参阅图4a及图4b。控制器400的感测及缩放电路420自转换器300接收输出电压v
out
，并且按比例将输出电压v
out
放大或缩小为输出电压v
out(scld)
。控制器400的减法电路
430接收缩放后的输出电压v
out(scld)
，并通过将参考电压v
ref
(即参考输出电压)减去缩放后的输出电压v
out(scld)
而产生一误差信号ve。控制器400的误差放大器440接收误差信号ve并提供放大及补偿后的误差信号v
ea
至处理电路450。开关频率fs(＝1/ts)、占空比d及延迟时间td是于处理电路450中决定。
[0130]
取决于特定的应用及/或实施态样，可通过感测及缩放电路420来感测和缩放输入电压v
in
、输出电压v
out
、输入电流i
in
及输出电流i
out
中的任一或多个的组合，并将其提供至处理电路450。为了实现zvs，于互补开关的导通及关断时刻之间引入较短的死区时间。于一些实施例中，可利用图4b所示的零电流感测器410来测量初级侧电流i
p1
、i
p2
及i
p3
，以确定初级侧电流i
p1
、i
p2
及i
p3
为零的时间点，从而据此关断次级侧开关q
s2
、q
s4
及q
s6
(如图5a所示)。
[0131]
延迟时间控制使得谐振转换器可提供升压转换比，反之，传统的可变开关频率控制仅可在串联谐振转换器中提供降压转换比。具体而言，如图1b及图2b所示，当传统的串联谐振转换器在未采取延迟时间控制的情况下运行时，谐振腔元件和变压器始终位于输入电压源与输出电压电容之间。谐振腔元件及变压器上的电压实际上变为v
in-v
out
。假设输出电压大于输入电压，则无法形成谐振电感电流。基于该些原因，传统的串联谐振转换器只能提供降压转换比。
[0132]
相较之下，如图5a及图5b所示，当采用延迟时间控制时，在延迟时间td期间，谐振腔元件及变压器与输出电压电容相分离，其中延迟时间td可例如被定义为自t1至t2的时间段。在延迟时间td期间，谐振腔元件及变压器上的电压实质上变为
–vin
–vout
。因此，谐振电感电流的形成速度远快于传统控制方式。由于v
in
和v
out
皆有助于在同一方向上形成谐振电感电流，故无论输出电压为何，皆可形成谐振电感电流。借此，当输出电压高于输入电压时，延迟时间控制可提供输出电流，因而具有提供升压转换比的能力。
[0133]
在未进行延迟时间控制的情况下，传统的可变开关频率控制须涵盖电压转换比的所有范围。由于电压转换比随开关频率而变化，故在电压转换比范围较宽的应用中，开关频率的范围亦较宽。较宽的开关频率范围将导致较大的驱动损耗及开关损耗，并提升优化磁性组件的困难度。
[0134]
与延迟时间控制可提供升压转换比的能力相比，传统的可变开关频率控制所涵盖的电压转换比范围较窄。因此，借助延迟时间控制，可减少驱动损耗及开关损耗，并采用较佳设计的磁性元件。
[0135]
本公开的控制方法亦可适用于多相谐振转换器，其中多相谐振转换器包含组合了二极管及可控开关的次级侧整流器，如图6a及图6b所示。举例而言，图3a中次级侧整流器的上开关q
s1
、q
s3
、...、q
s(2n-1)
可作为二极管整流器运行，因此，该些上开关可被图6a中的二极管取代。类似地，图3a中次级侧整流器的下开关q
s2
、q
s4
、...、q
s(2n)
可被图6b中的二极管取代。可理解的是，图6a及图6b的转换器为单向运行。
[0136]
在某些实施例中，本公开的控制方法可被扩展到具有全桥整流器的多相或单相谐振转换器。通过在次级侧具有全桥整流器，可将双延迟时间控制应用于多相谐振转换器的每一相中。鉴于此高自由度，可进一步扩展谐振转换器的电压转换比范围。
[0137]
图7a及图7b示出了隔离式三相谐振转换器的实施例。如图7a所示，初级侧的多个变压器以y型连接配置相互连接。在次级侧，变压器绕组互不连接，以形成多个相互独立的全桥整流器。如图7b所示，初级侧的多个变压器以δ型连接配置相互连接。图7a及图7b所示
的转换器可被扩展为多相转换器，且还可通过以开关取代二极管d
sa1
、d
sa2
、d
sb1
、d
sb2
、d
sc1
及d
sc2
来实现双向运行。此外，双延迟时间控制亦可应用于图8a及图8b所示的单相谐振转换器，此将于后文中详细描述。
[0138]
本公开的延迟时间控制还可用于控制多相谐振转换器中的主动均流，从而平衡各相中的电流大小。图9a示出了本公开优选实施例的隔离式多相谐振转换器700，其耦接于控制器800以于转换器700中进行主动均流。图9b为图9a中的控制器800的放大示意图。
[0139]
如图9a及图9b所示，为平衡各相中的电流大小，可利用控制器800的电流平衡电路810来将额外的延迟时间控制应用于各相中。通过电流平衡电路810的电流感测、缩放及平均电路811，可对每相中的电流i
p1
、i
p2
及i
p3
进行感测、缩放及平均，以获得每相中的电流大小|i
p1
|
(avg)
、|i
p2
|
(avg)
及|i
p3
|
(avg)
。基于三相中任两相之间的电流差，可确定一额外延迟时间，并利用一或多个延迟时间加法器812而将额外延迟时间与一般延迟时间td相加。加总后的延迟时间被施加于次级侧中的对应桥臂。就对应于开关q
s1
和q
s2
的第一相位而言，额外延迟时间t
d_1
被与延迟时间td相加以平衡|i
p1
|
(avg)
及|i
p2
|
(avg)
。额外延迟时间t
d_1
是由误差放大器根据误差信号的补偿量所提供，其中补偿量是通过将|i
p2
|
(avg)
减去|i
p1
|
(avg)
而产生。借此，可利用t
d_1
平衡|i
p1
|
(avg)
及|i
p2
|
(avg)
。对于第二相位而言，亦可以相同方式平衡|i
p2
|
(avg)
及|i
p3
|
(avg)
。最后，对于第三相位而言，亦可以相同方式平衡|i
p3
|
(avg)
及|i
p1
|
(avg)
。由于|i
p1
|
(avg)
、|i
p2
|
(avg)
及|i
p3
|
(avg)
皆相互平衡，故三相谐振转换器700可实现主动均流。
[0140]
图10示出了本公开优选实施例的在初级侧和次级侧均采用全桥配置的单相隔离式串联谐振转换器1000。图11示出了本公开优选实施例中与控制器1100耦接的图10的单相隔离式串联谐振转换器1000。如图10及图11所示，转换器1000包含初级侧开关q
p1
、q
p2
、q
p3
及q
p4
、次级侧开关q
s1
、q
s2
、q
s3
及q
s4
、位于初级侧的谐振电容c
p
、变压器tr、位于初级侧的谐振电感l
p
、位于次级侧的谐振电容cs、位于次级侧的谐振电感ls及输出滤波电容co。初级侧开关q
p1
和q
p2
形成半桥桥臂b1。初级侧开关q
p3
和q
p4
形成半桥桥臂b2。次级侧开关q
s1
和q
s3
形成半桥桥臂b3。次级侧开关q
s2
和q
s4
形成半桥桥臂b4。
[0141]
同时参阅图10及图11，在感测及缩放电路1110中，输入电压v
in
及输出电压v
out
可被感测并分别被缩放为v
in(scld)
和v
out(scld)
。将参考电压v
ref
减去v
out(scld)
可产生误差信号ve(即ve＝v
ref-v
out(scld)
)。而后，将ve馈入具补偿功能的误差放大器1120，以产生放大及补偿后的误差信号v
ea
。此外，亦将v
in(scld)
及v
out(scld)
馈入具补偿功能的误差放大器1120中，并用于误差放大器1120所输出的信号v
ea
的前馈。再者，若有需要，还可进一步感测转换器1000的输入电流或输出电流并将其用于决定v
ea
。而后，v
ea
被传输至桥臂控制器1130。桥臂控制器1130将v
ea
转换为四个占空比信号d1、d2、d3及d4。占空比信号d1决定了开关q
p1
的占空比，而开关q
p2
的控制信号与开关q
p1
的控制信号互补。占空比信号d2决定了开关q
p3
的占空比，而开关q
p4
的控制信号与开关q
p3
的控制信号互补。占空比信号d3决定了开关q
s1
的占空比，同时确定开关q
s3
的控制信号而使开关q
s3
作为同步整流器。占空比信号d4决定了开关q
s2
的占空比，同时确定开关q
s4
的控制信号而使开关q
s4
作为同步整流器。
[0142]
图12为本公开优选实施例的v
ea
与占空比信号d1、d2、d3及d4之间的关系示意图。为了在宽范围内持续提供电压转换比，当v
ea
变化时，至少一个占空比需随之改变。在此示例中，随着v
ea
从零开始增加，占空比信号d1从零线性增加至0.5。可以理解的是，占空比信号d1亦可非线性地增加。由于主控制变量为占空比信号d1，故将此区域称作d1区域。在d1区域中，vea
的变化将导致占空比信号d1随之变化。在占空比信号d1达到0.5后，占空比信号d1维持在0.5，且占空比信号d2从零线性增加至0.5。可以理解的是，占空比信号d2亦可非线性地增加，只要其为单调递增即可。此区域被称作d2区域，于d2区域中，v
ea
的变化将导致占空比信号d2随之变化的区域。在d1及d2区域中，由于输出电压v
out
小于输入电压v
in
，故转换器1000为降压转换器。当占空比信号d1和d2皆达到0.5时，输入电压v
in
等于输出电压v
out
，因此d1及d2区域也可被称作“降压区域”。
[0143]
当占空比信号d2在过渡点1202达到0.5后，随着v
ea
进一步增加，转换器1000变为升压转换器。占空比信号d1及d2维持在0.5，而占空比信号d3从0.5增加至1.0。此区域被称作d3区域，于d3区域中，v
ea
的变化将导致占空比信号d3随之变化。在占空比信号d3达到1.0后，占空比信号d1及d2维持在0.5，占空比信号d3维持在1.0，而d4自0.5增加。此区域被称作d4区域，于d4区域中，v
ea
的变化将导致占空比信号d4随之变化。在d3及d4区域中，由于输出电压v
out
大于输入电压v
in
，故转换器1000为升压转换器，因此d3及d4区域也可被称作“升压区域”。
[0144]
图13a及图13b分别示出了对图10的转换器1000采用图11的d1区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。如图13a所示，主控制变量为占空比信号d1，故半桥桥臂b1被致动。占空比信号d2为零，这意味着开关q
p3
维持在关断状态而开关q
p4
维持在导通状态。半桥桥臂b3及b4形成同步整流器，故其运行和二极管整流器完全相同。于一些实施例中，同步整流器代表只有在电流方向为由反平行二极管的阳极流向阴极时，mosfet开关的栅极信号方才导通。于另一些实施例中，可以二极管取代半桥桥臂d3及d4中的开关。如图13b所示，开关周期ts为一常数且非常接近谐振周期，其中谐振周期是由谐振腔元件所决定。自t0至t1期间(时长为d1ts)，开关q
p1
导通，谐振电流i
p
(即初级侧电流)经由变压器tr及次级侧整流器而被传递至输出侧。在t1后，开关q
p1
关断，谐振电流i
p
下降但仍为正值。在t2后，谐振电流i
p
变为零，且发生负谐振。开关q
p2
长时间处于导通状态，以使负谐振电流被传输谐振周期的一半时长，而在次一开关周期开始时，谐振电流自然趋近于零。
[0145]
图14a及图14b分别示出了对图10的转换器1000采用图11的d2区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。如图14a所示，半桥桥臂b1的占空比被固定为0.5。主控制变量为占空比信号d2，故半桥桥臂b2被致动。半桥桥臂b3及b4形成同步整流器，故其运行和二极管整流器完全相同。如图14b所示，开关周期ts仍为一常数，且非常接近由谐振腔元件所决定的谐振周期。自t0至t1期间(时长为0.5ts)，开关q
p1
和q
p4
导通，谐振电流i
p
经由变压器tr及次级侧整流器而被传输至输出侧。开关q
p1
和q
p4
长时间导通，以使谐振电流i
p
被传输谐振周期的一半时长。当开关q
p1
和q
p4
在t1关断时，谐振电流i
p
接近于零。在t1，开关q
p1
和q
p4
关断，开关q
p2
和q
p3
导通。谐振电流i
p
变为负值且被传递至次级侧。在开关q
p3
及q
p4
于t2关断后，谐振电流i
p
的大小下降且被传递至次级侧。在谐振电流i
p
于t3变为零后，小的波动电流流经开关q
p2
及q
p4
和变压器tr，直到开关q
p2
和q
p4
关断而开始一新开关周期。
[0146]
图15a及图15b分别示出了对图10的转换器1000采用图11的d3区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。如图15a所示，半桥桥臂b1及b2的占空比被固定在0.5。主控制变量为占空比信号d3，故开关q
s1
以主动开关表示，而非二极管。由于开关q
s2
、q
s3
及q
s4
形成同步整流器，且其运行与二极管整流器完全相同，故将其以二极管表示。如图15b所示，开关周期ts仍为一常数且非常接近由谐振腔元件所决定的谐振周期。自t0至t1期间(时长为0.5ts)，开关q
p1
和q
p4
导通，谐振电流i
p
经由变压器tr、开关q
s1
及其他次级侧整流器组件而被
传输至输出侧。开关q
p1
和q
p4
长时间导通，以使谐振电流被传输谐振周期的一半时长，且当开关q
p1
和q
p4
在t1关断时，谐振电流接近于零。在t1，开关q
p1
和q
p4
关断，开关q
p2
和q
p3
导通。由于占空比信号d3大于0.5，故开关q
s1
仍处于导通状态，因此电流i
p
不会被传输至输出滤波电容co，而将快速上升。在开关q
s1
于t2关断后，上升的电流i
p
被传输至输出滤波电容co，电流i
p
的大小下降。在电流i
p
于t3变为零后，小的波动电流流经开关q
p2
及q
p3
和变压器tr，直到开关q
p2
和q
p3
关断而开始一新开关周期。
[0147]
图16a及图16b分别示出了对图10的转换器1000采用图11的d4区域的控制方式时的等效电路及关键工作波形。如图16a所示，半桥桥臂b1和b2的占空比被固定为0.5，半桥桥臂b3的占空比被固定为1.0。因此，开关q
s1
维持在导通状态，开关q
s3
维持在关断状态。主控制变量为占空比信号d4，故将开关q
s2
以一主动开关表示，而非二极管。由于开关q
s4
形成同步整流器，且其运行与二极管完全相同，故将其以二极管表示。如图16b所示，开关周期ts仍为一常数且非常接近由谐振腔元件所决定的谐振周期。自t0至t1期间(时长为0.5ts)，开关q
p1
、q
p4
及q
s2
导通，谐振电流i
p
经由变压器tr及开关q
s1
和q
s2
而上升。在开关q
s2
于t1关断后，上升的谐振电流经由开关q
s4
而被传输至输出滤波电容co。在谐振电流i
p
于t2变为零后，小的波动电流流经开关q
p1
及q
p4
。在开关q
p1
和q
p4
于t3关断后，开关q
p2
、q
p3
及q
s2
导通，谐振电流i
p
经由变压器tr及开关q
s1
和q
s2
而对cs充电。
[0148]
图17a及图17b分别示出了本公开其他优选实施例的v
ea
与占空比信号d1、d2、d3及d4之间的关系示意图。本公开的一目的在于对应v
ea
而持续提供电压转换比。因此，只要控制变量d1、d2、d3及d4中至少一个持续随v
ea
变化而改变，则该些控制变量的次序可被改变甚至混合。如图17a所示，在各自的降压或升压区域中，d1、d2、d3及d4的次序可被混合甚至改变。图17b示出了控制方法的另一变化例。只要至少一个控制变量随v
ea
变化而改变，则d1、d2、d3及d4的最大值或最小值可为任意值。d1及d2的最大值和最小值可被设定于0.0到0.5之间，d3和d4的最大值和最小值可被设定于0.5到1.0之间。
[0149]
图18a至图18e分别示出了本公开多个优选实施例的单相隔离式串联谐振转换器，其中各转换器中的开关桥臂的数量不同。根据增益范围的不同，亦可改变转换器中的桥臂数量。图18a及图18b示出了包含半桥桥臂b1、b3及b4的实施例。如图18a所示，于此实施例中，桥臂b2的开关q
p3
始终处于关断状态，而桥臂b2的开关q
p4
始终处于导通状态。如图18b所示，于此实施例中，桥臂b2的开关q
p3
和q
p4
分别以电容c
p1
和c
p2
取代。图18c及图18d示出了包含半桥桥臂b1、b2及b4的实施例。如图18c所示，在此实施例中，桥臂b3的开关q
s3
始终处于关断状态，而桥臂b3的开关q
s1
始终处于导通状态。如图18d所示，于此实施例中，桥臂b3的开关q
s3
和q
s1
分别以电容c
s1
和c
s2
取代。图18e示出了仅包含半桥桥臂b1及b4的实施例。可理解的是，于半桥桥臂b1、b2、b3及b4中，任两个桥臂的组合(任一个初级侧的桥臂与任一个次级侧的桥臂)均可适用本公开中所示出及描述的控制方法。
[0150]
本公开提供了用于多相转换器的多种控制方法，使转换器可提供更宽范围的电压转换比，借此提升其性能。具体而言，本公开的控制方法通过实质缩小开关频率范围而使单相或多相转换器具有宽输入电压范围及/或宽输出电压范围，从而提升其性能。通过结合可变占空比、可变频率及延迟时间控制来控制输出电压或电流，可缩小开关频率范围。
[0151]
根据本公开一优选实施例，可变占空比及可变频率控制可用于控制多相隔离式谐振转换器的初级侧开关及次级侧开关，而延迟时间控制可用于控制取代二极管整流器的次
级侧开关。在多相谐振转换器的任一相中，通过感测该相中的次级侧电流及/或初级侧电流，并相对于该相中的次级侧电流或初级侧电流的过零点而延迟对应次级侧开关的关断时刻，可获得该相中的次级侧开关的开关控制信号。
[0152]
在延迟时间控制中，由于次级侧开关的开关控制信号被不对称地延迟，故相关的电流过零点可为由负到正或由正到负，但无法同时存在。另一方面，可单纯地相对于初级侧开关的关断时刻而延迟对应的次级侧开关的关断时刻，从而实现延迟时间控制。初级侧开关及次级侧开关以实质上相同的开关频率运行，但每一初级侧或次级侧开关的占空比可能因设计人员的选择及延迟时间而有所不同。
[0153]
须注意的是，延迟时间控制仅应用于次级侧整流器的桥臂中的一个开关。若将延迟时间控制应用于次级侧整流器的桥臂中的一个开关，则不会再将延迟时间控制应用于该桥臂中的另一个开关，以借此最小化循环电流。意即，关断时刻为电流的过零点及对应的初级侧开关的关断时刻中的较早者。为实现zvs运行，在初级侧及次级侧中，于任一开关的关断时刻及其互补开关的导通时刻之间引入较短的死区时间。
[0154]
为便于说明及定义本公开技术内容，使用了例如“实质上”、“大约”、“略为”、“相对”等等用语来表示固有程度的不确定性，此不确定性可能由量化的比较、数值、感测等等因素造成。该些用语一般意指与一给定值或范围的偏差在10％、5％、1％或0.5％内，且该偏差并不会影响对应技术特征的基本功能。除非有另行特别说明，否则本公开中所陈述的数值参数为可视为特定数值或其误差范围内的数值。
[0155]
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由如附权利要求决定。且本公开得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。