基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型DC-DC变换器的制作方法

基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器
技术领域
1.本发明涉及一种超高压降压型dc
‑
dc变换器，具体涉及一种基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器。


背景技术：

2.电力电子技术是国家安全和国民生活的重要支撑技术，是实现节能环保和提高人们生活质量的重要技术手段，其使用程度更是评判一个国家发达程度的重要指标。高效率和高质量的电能变换是电力电子技术发展的终极目标。本发明基于开关电容和耦合电感的基本理论，针对数据中心的用电需求设计出了一种新型非隔离超高压降压型dc
‑
dc变换器。
3.随着人工智能、大数据和云计算的快速发展，数据中心的负载需求耗逐年增加，高性能cpu朝着更低电压和更高电流方向发展。电压调节器(vrm)作为从母线电压到微处理器工作电压之间的桥梁，其结构性能极大地制约了传输损耗和能量转换效率。目前48v直流总线电压正在发展并已经应用于工业领域，而传统的降压型转换器由于占空比的限制无法实现从48v到1.xv的直流变换。因此，新型电压调整器拓扑的研发是不可避免的趋势。
4.目前，电压调整器从拓扑结构上可以分为两类：
5.(1)两级拓扑，第一阶段拓扑将高输入电压转换为中间电压(48v至12v)，然后第二级将中间电压转换为低输出电压(12v至1.xv)；
6.(2)单级拓扑，直接将母线电压转换为cpu的工作电压。
7.对于两级变换器来说，隔离和非隔离的拓扑设计已有许多，并且也已经获得了工业界和学术界的认可，但是都存在显著的缺陷：其一是变压器的使用增大了变换器体积，其二是过多的有缘开关使得第二级拓扑的损耗相当大，降低了转换效率。


技术实现要素：

8.本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器，该变换器具有体积小、损耗小及转换效率高的特点。
9.为达到上述目的，本发明所述的基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器包括电源、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五有源开关、第五有源开关、第六有源开关、第七有源开关、第一钳位电容器、第二钳位电容器、第一谐振电容器、第二谐振电容器、负载、第一耦合电感器及第二耦合电感器；
10.电源的正极经第一开关与第二开关的一端及第一钳位电容器的一端相连接，第二开关的另一端与第二钳位电容器的一端及第三开关的一端相连接，第一钳位电容器的另一端与第三开关的另一端、第四开关的一端及第一谐振电容器的一端相连接，第四开关的另一端接地，第二钳位电容器的另一端与第五有源开关的一端及第二谐振电容器的一端相连接，第二谐振电容器的另一端与第二耦合电感器中原边的一端相连接，第一谐振电容器的另一端与第一耦合电感器中原边的一端相连接，第二耦合电感器中原边的另一端与第六有源开关的一端及第二耦合电感器中副边的一端相连接，第二耦合电感器中副边的另一端与
第七有源开关的一端、第一耦合电感器中原边的另一端及第一耦合电感器中副边的一端相连接，第一耦合电感器中副边的另一端与负载的一端相连接，负载的另一端、第七有源开关的另一端、第六有源开关的另一端、第五有源开关的另一端及电源的负极均接地。
11.第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五有源开关、第五有源开关、第六有源开关及第七有源开关均为mos管。
12.负载并联连接有输出滤波电容。
13.本发明具有以下有益效果：
14.本发明所述的基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器在具体操作时，采用有源开关，具有较低的电压应力，器件选择裕度更大，有利于减小损耗，提高能量转换效率；另外，本发明采用耦合电感替代变压器，并且有源开关数量较少，减小了变换器的体积，增大了拓扑的功率密度，具有超高的电压增益，并且易于控制。
附图说明
15.图1为本发明的结构图；
16.图2a为状态1的示意图；
17.图2b为状态2的示意图；
18.图2c为状态3的示意图；
19.图2d为状态4的示意图；
20.图2e为状态5的示意图；
21.图2f为状态6的示意图；
22.图2g为状态7的示意图；
23.图2h为状态8的示意图；
24.图2i为状态9的示意图；
25.图2j为状态10的示意图；
26.图2k为状态11的示意图；
27.图3为本发明的典型工作波形；
28.图4为本发明的仿真实验图。
具体实施方式
29.为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
30.在附图中示出了根据本发明公开实施例的结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形
状、大小、相对位置的区域/层。
31.参考图1及图2，本发明所述的基于开关电容和耦合电感技术的超高压降压型dc
‑
dc变换器包括电源vin、第一开关s1、第二开关s2、第三开关s3、第四开关s4、第五有源开关s5、第五有源开关s5、第六有源开关s6、第七有源开关s7、第一钳位电容器c1、第二钳位电容器c2、第一谐振电容器c
r1
、第二谐振电容器c
r2
、输出滤波电容c
o
、负载r
l
、第一耦合电感器及第二耦合电感器；
32.电源vin的正极经第一开关s1与第二开关s2的一端及第一钳位电容器c1的一端相连接，第二开关s2的另一端与第二钳位电容器c2的一端及第三开关s3的一端相连接，第一钳位电容器c1的另一端与第三开关s3的另一端、第四开关s4的一端及第一谐振电容器c
r1
的一端相连接，第四开关s4的另一端接地，第二钳位电容器c2的另一端与第五有源开关s5的一端及第二谐振电容器c
r2
的一端相连接，第二谐振电容器c
r2
的另一端与第二耦合电感器中原边的一端相连接，第一谐振电容器c
r1
的另一端与第一耦合电感器中原边的一端相连接，第二耦合电感器中原边的另一端与第六有源开关s6的一端及第二耦合电感器中副边的一端相连接，第二耦合电感器中副边的另一端与第七有源开关s7的一端、第一耦合电感器中原边的另一端及第一耦合电感器中副边的一端相连接，第一耦合电感器中副边的另一端与输出滤波电容c
o
的一端及负载r
l
的一端相连接，负载r
l
的另一端、输出滤波电容c
o
的另一端、第七有源开关s7的另一端、第六有源开关s6的另一端、第五有源开关s5的另一端及电源vin的负极均接地。
33.本发明的工作原理为：
34.为简化分析，在稳态分析与推导电压增益之前，考虑以下假设：1)所有的器件都是理想的；2)第一钳位电容器c1及第二钳位电容器c2的电容足够大，以确保电容器两端的电压恒定；3)第一耦合电感器l1和第二耦合电感器l2看作相同元件，具有相同的器件参数。
35.对电路进行稳态分析分析，如图3所示，在一个开关周期内，本发明可以分为十一种工作模式：
36.1)如图2a所示，状态1：第一有源开关s1和第三有源开关s3被接通，并且第五有源开关s5和第六有源开关s6被断开，在此间隔期间，第二钳位电容器c2放电，第一钳位电容器c1充电，第一耦合电感器内原边的励磁电感l
m1
被励磁；
37.2)如图2b所示，状态2：第二耦合电感器内原边的谐振电感l
r2
的电流方向改变；
38.3)如图2c所示，状态3：第二耦合电感器中副边l
s2
的次级电流方向改变；
39.4)如图2d所示，状态4：第一有源开关s1和第三有源开关s3关闭，第一耦合电感器中原边的谐振电感器l
r1
电流通过第四有源开关s4的体二极管续流，并且次级电流l
s2
通过第七有源开关s7的体二极管续流。因此，第四有源开关s4和第七有源开关s7的体二极管导通；
40.5)如图2e所示，状态5：第四有源开关s4和第七有源开关s7以zvs方式开通；
41.6)如图2f所示，状态6：第五有源开关s5和第六有源开关s6关闭，第二耦合电感器中原边的谐振电感器l
r2
的谐振电流及副边l
s2
的次级电流通过第六有源开关s6的体二极管续流，同时，第二有源开关s2的体二极管导通；
42.7)如图2h所示，状态7：第一耦合电感器中原边的谐振电感器l
r1
的电流方向改变；
43.8)如图2i所示，状态8：第二有源开关s2以zvs接通，第一钳位电容器c1放电，第二钳位电容器c2充电，第一耦合电感器中副边l
s1
的次级电流通过第七有源开关s7的体二极管续
流；
44.9)如图2j所示，状态9：第二有源开关s2断开，第五有源开关s5和第六有源开关s6的体二极管分别使第二耦合电感器中原边的谐振电感器l
r2
的谐振电流及副边l
s2
的次级电流续流；
45.10)如图2k所示，状态10：第五有源开关s5和第六有源开关s6以zvs接通，第二耦合电感器中原边的谐振电感器l
r2
的谐振电流方向改变；
46.11)如图2k所示，状态11：第二耦合电感器中原边的谐振电感器l
r2
的谐振电流由第一有源开关s1和第二有源开关s2的体二极管续流，下一个状态是状态1，并且第一有源开关s1和第三有源开关s3以zvs接通。
47.推导电压增益公式。
48.为简化分析，忽略谐振电感器l
r1
和谐振电感器l
r2
对电压增益的影响，同时，令耦合电感的匝数比n＝n1/n2。
49.从状态1到状态3，第一耦合电感器内原边的励磁电感l
m1
两端的电压为：
[0050][0051]
从状态4到状态10，第一耦合电感器内原边的励磁电感l
m1
两端的电压为：
[0052]
l
m1
＝
‑
nv
o
(2)
[0053]
在状态7中，第二耦合电感器内原边的励磁电感l
m2
两端的电压为：
[0054][0055]
从状态1到状态3，第二耦合电感器内原边的励磁电感l
m2
两端的电压为：
[0056]
l
m2
＝
‑
(2
‑
d)nv
o
(4)
[0057]
对l
m1
和l
m2
使用伏秒平衡：
[0058][0059]
由式(5)，得电压增益m为：
[0060][0061]
验证性实验
[0062]
为验证本发明的性能，构建一个30w的48v
‑
1v电路原型，该拓扑以每相400khz的开关频率工作，图4a为实验图，图4b为输入和输出电压波形。图4c
‑
图4e为有源开关zvs的证明，图4f
‑
图4h为钳位电容器和同步整流器的电压波形图。图4i
‑
图4j为两个谐振回路中的谐振电容器和谐振电感器的电压和电流波形图。图4k为转换器的瞬态性能图，图4l为测得的效率图。
[0063]
实验结果显示，该电路样机的最大效率为89.1％，满载条件下的效率为81.4％，有力地证明了本发明的可行性、有效性及先进性。