基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法与流程

1.本发明属于数字信号处理技术领域，具体涉及一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法。


背景技术：

2.阵列信号处理作为现代信号处理领域中的一个重要分支，在雷达领域中具有广泛的应用。频率分集阵列(frequency diverse array，fda)雷达作为新体制雷达，它在各发射通道间引入了脉冲重复频率量级的微小频率差异，造成各通道发射的信号波形与载频均不相同。
3.fda雷达属于多通道阵列雷达系统，其存在天线级误差和射频组件通道级的系统误差。在实际工程应用中，阵列雷达系统的误差会影响到收发波束方向图的精确性，可能使波束方向图的主瓣偏离目标方向，零陷偏离干扰方向，这将严重影响频率分集阵列雷达的目标检测和抗干扰性能。且系统误差容易受到温度、湿度等环境影响而呈现随时间缓变得特性。
4.在现有技术记载的“多通道雷达幅相自动校正方法和装置”中，公开了一种基于内场校正的多通道雷达幅相误差校正方法，该方法将同一射频测试信号经馈源分别馈入雷达各个接收通道中，获得各通道的幅相特性，以其中一个通道信号作为基准信号，计算基准信号与其他通道信号之间的相位差与幅度比值得到多通道雷达的校正系数，利用校正系数对各通道的目标回波进行自动修正。在该方法中主要针对雷达射频组件通道级的时变误差进行校正，然而在实际系统中存在阵列天线与雷达工作通道接口的天线级误差对系统误差的影响较大，这会导致校正的精度下降，雷达波束形成的质量下降。


技术实现要素：

5.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
6.本发明提供的一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法，应用于频率分集阵列雷达系统，所述频率分集阵列雷达系统包括雷达收发组件以及一个线性阵列天线，雷达收发组件包括多个发射组件、多个接收组件，多个环形器、一个耦合器和多个耦合开关，所述线性阵列天线包括等间距排布的阵元，所述线性阵列天线中的每个阵元通过一个环形器顺次连接到对应的发射组件上，与发射组件成对的接收组件连接至所述环形器上，每个环形器与其相连的阵元受一个耦合开关控制连接在一起或与耦合器连接在一起，每一个发射组件接收一个信号处理机发射的线性调频信号，所述信号处理机通过发射组件与阵元建立发射通道，最后一个耦合开关的第二端所连为开放接口，最后一个环形器受耦合开关控制通过开放接口由射频电缆连接喇叭天线或直接连接耦合器，所述喇叭天线设置在线性阵列天线阵面等效相位中心的远场区域，所述频率分集阵列雷达幅相误差校正方法包括：
7.在所述频率分集阵列雷达系统处于外场校正模式的状态下，计算发射通道的外场校正系数；
8.其中，所述外场校正模式为所述发射通道与校正接收通道处于解耦状态，在解耦状态下最后一个耦合开关的第二端通过开放接口连接所述喇叭天线，除最后一个外的耦合开关的第一端连接一个阵元，所述校正接收通道为信号处理机与最后一个耦合开关建立的通道；
9.在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的第一内场校正系数；
10.其中，内场校正模式为所述发射通道与校正接收通道处于耦合状态，在耦合状态下最后一个耦合开关的第一端连接耦合器，除最后一个外的耦合开关的第二端连接耦合器；
11.根据雷达系统的累计误差时间，确定发射通道的第二内场校正系数的计算时间；
12.其中，累计误差时间为第一累计误差时间与第二累计误差时间的总和，所述第一累计误差时间为每个阵元和发射通道的发射组件的累计误差时间，所述第二累计误差时间为每个阵元与发射通道的接口的累计误差时间；
13.当所述计算时间到来时，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的第二内场校正系数；
14.根据第二内场校正系数以及第一内场校正系数，计算内场校正差分系数；
15.将内场校正差分系数与所述外场校正系数的乘积确定为内外场联合校正系数；
16.针对于每个发射通道对应的接收通道，使用内外场联合校正系数对该接收通道接收的回波信号进行校正。
17.本发明提供的一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法，应用于频率分集阵列雷达系统，通过在外场校正模式的状态下，计算发射通道的外场校正系数以及在内场校正模式的状态下，计算发射通道的第一内场校正系数，同时考虑发射通道的变化重新计算内场校正系数，之后计算内场校正差分系数以及内外场联合校正系数，对接收通道的回波信号进行校正。本发明通过构建频率分集阵列雷达系统，同时考虑到阵列天线与雷达工作通道接口的天线级误差以及射频组件误差，计算发射通道的内外场联合校正系数，以此校正回波信号，因此本发明可以通过内外场联合来校正回波信号的幅相误差，提高频率分集阵列雷达收发波束形成质量。
18.以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
19.图1为频率分集阵列雷达射频组件结构框图；
20.图2为频率分集阵列雷达系统外场校正示意图；
21.图3是本发明实施例提供的一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法的流程示意图；
22.图4为频率分集阵列雷达系统内场校正示意图；
23.图5为参考通道和失配通道的幅频响应仿真结果图；
24.图6为参考通道和失配通道的相频响应仿真结果图；
25.图7为理想情况下脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
26.图8为幅度波动峰值均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
27.图9为幅度波动峰值均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列雷达的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
28.图10为存在幅度误差脉冲体制频率分集阵列在(0
°
,30km)处的发射方向图；
29.图11为相位波动峰值均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
30.图12为相位波动峰值均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
31.图13为存在相位误差脉冲体制频率分集阵列在(0
°
,30km)处的发射方向图；
32.图14为带内群时延均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
33.图15为带内群时延均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果图；
34.图16为存在带内群时延脉冲体制频率分集阵列在(0
°
,30km)处的发射方向图；
35.图17为频率分集阵列雷达系统总体框图；
36.图18为频率分集阵列雷达系统运行60min后校正前各通道相对参考通道在通带内的幅度误差；
37.图19为频率分集阵列雷达系统运行60min后校正前各通道相对参考通道在通带内的相位误差；
38.图20为频率分集阵列雷达系统运行60min后进行内场校正获得的内外场联合校正系数校正后的各通道幅度误差；
39.图21为频率分集阵列雷达系统运行60min后进行内场校正获得的内外场联合校正系数校正后的各通道相位误差。
具体实施方式
40.下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
41.实施例一
42.本发明提供的一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法，应用于频率分集阵列雷达系统，
43.如图1以及图2所示，所述频率分集阵列雷达系统包括雷达收发组件以及一个线性阵列天线，雷达收发组件包括多个发射组件、多个接收组件，多个环形器、一个耦合器和多个耦合开关，所述线性阵列天线包括等间距排布的阵元，所述线性阵列天线中的每个阵元通过一个环形器顺次连接到对应的发射组件上，与发射组件成对的接收组件连接至所述环形器上，每个环形器与其相连的阵元受一个耦合开关控制连接在一起或与耦合器连接在一起，每一个发射组件接收一个信号处理机发射的线性调频信号，所述信号处理机通过发射组件与阵元建立发射通道，最后一个耦合开关的第二端所连为开放接口，最后一个环形器
受耦合开关控制通过开放接口由射频电缆连接喇叭天线或直接连接耦合器，所述喇叭天线设置在线性阵列天线阵面等效相位中心的远场区域
44.参考图1以及图2，射频组件由m个收发一体的工作通道、一个收发一体的校正通道、耦合器、m个阵元组成，其中每个通道包含了发射组件、接收组件、环形器、耦合开关、电源开关等器件，发射组件集成了放大器、滤波器、混频器等模拟器件，用于将中频模拟信号转换为射频信号并通过子阵天线转换为电磁波发射至空间中，接收组件可以将空间中的电磁波经子阵天线接收射频信号转换为中频模拟信号，通过环形器来切换控制发射组件和接收组件的运行进而控制信号的发射和接收，耦合开关的作用是进行外场校正模式和内场校正模式的切换。在图1中，耦合开关的第一端标记为1，第二端标记为2。
45.在介绍本发明前，本发明首先建立失配通道频率响应模型。理论上通道的频率响应特性应为一个线性的信号系统，即信号在一定带宽内幅频响应为不变的常数，相频响应为关于频率的一元一次线性函数，则理想通道频率响应可由以下公式表示：
[0046][0047]
|c(ω)|为理想通道的幅频响应函数，α0为理想通道幅频响应常数，为理想通道的相频响应函数，β0为理想通道相频响应线性函数的斜率，ω＝2πf为经过通道的信号角频率，b表示经过通道的信号带宽，由于频率响应特性在基带信号上才可以进行分析处理，因此信号频率范围为
‑
b/2≤f≤b/2。
[0048]
当通道的频率响应失配后，会导致经过通道的信号时域波形、频域幅度相位发生畸变。正弦波动模型信号带宽内幅度起伏明显，较为符合实际通道的频率响应特性。根据正弦波动模型本发明可以将理想通道频率响应的幅频响应和相频响应分别按照傅里叶级数的形式展开，可由以下公式表示：
[0049][0050][0051]
α
n
为失配通道幅频响应的第n次谐波余弦波动峰值，β
n
为失配通道相频响应的第n次谐波正弦波动峰值，γ1,γ2分别表示失配通道的幅频、相频响应正余弦波动疏密参数，该参数的调整会引起信号带内幅度、相位波动的周期数变化。
[0052]
由上式可得，通道的幅频响应和相频响应均由一个直流分量和多个正余弦分量组成，第n个正余弦分量表示第n次谐波，n越小表示该次谐波对失配模型的影响越大，n越大则表示建立的失配模型越发趋近于实际的通道特性。
[0053]
本发明只考虑通道幅频响应和相频响应均由一次谐波组成的情况。为了贴合失配通道特性和描述宽带信号模型，在相频响应一次谐波中引入初始相位参数，并且加入通道频带内整体群时延参数，则失配通道频率响应可表示为：
[0054]
|c(ω)|≈α0 α1cos((γ1/b)ω)|ω|≤πb
[0055][0056]
[0057]
其中α0和α1分别表示失配通道幅频响应的直流分量和一次谐波余弦波动峰值，β0和β1分别表示失配通道相频响应的直流分量和一次谐波正弦波动峰值，γ1,γ2分别表示失配通道的幅频、相频响应正余弦波动疏密参数，该参数的调整会引起信号带内幅度、相位波动的周期数变化。φ，分别表示失配通道幅频响应波动的初始幅度、相频响应波动的初始相位，表示整个失配通道频带内的信号群时延。
[0058]
参照附图2，结合本发明提供的频率分集阵列雷达系统中设计的射频组件系统框图来对实际系统误差来源做详细分析说明。
[0059]
假设进入各工作通道发射组件的中频信号分别为if
t1
,if
t2
,...,if
tm
，从各工作通道接收组件输出的中频信号分别为if
r1
,if
r2
,...,if
rm
，在各工作通道射频面的信号分别为rf1,rf2,...,rf
m
，此外校正通道在天线面预留了一个接口用于外场校正模式下连接射频电缆与喇叭天线，同时又通过耦合器与各工作通道相连接，该耦合器可以理解为一分m或m合一且带有射频增益衰减功能的双向功分器，同样地，进入校正通道发射组件的中频信号为if
tc
，从校正通道接收组件输出的中频信号为if
rc
，在校正通道射频面的信号为rf
c
。
[0060]
本发明可以把上述射频组件系统模型的通道频率响应实际误差分为以下几部分：
[0061]
(a)：从各工作通道发射组件信号中频面到射频面的通道响应分别表示为从射频面到各工作通道接收组件信号中频面的通道响应分别表示为该部分的通道幅相误差主要是发射组件和接收组件中的幅相误差，即受到有源模拟器件、温度、湿度、工艺因素的影响，具有随机时变性；
[0062]
(b)：各工作通道射频面与阵列天线面之间连接的微带响应分别表示为各工作通道射频面经耦合器到达校正通道射频面的响应分别表示为该部分是固定无源幅相误差，主要是无源器件、接口误差因素的影响，不具备时变性；
[0063]
(c)：从校正通道射频面经接收组件到达校正通道中频面的通道响应表示为从校正通道中频面经发射组件到达校正通道射频面的通道响应表示为该部分也是无源幅相误差。值得说明的是，第三部分虽然涉及了具有随机时变性的发射组件和接收组件，但是每个工作通道的信号都会经过该校正通道进行数据采集，所以本发明也可以认为它是固定的，只是无法精确测量和估计。
[0064]
如图3所示，本发明提供的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法包括：
[0065]
s1，在所述频率分集阵列雷达系统处于外场校正模式的状态下，计算发射通道的外场校正系数；
[0066]
其中，所述外场校正模式为所述发射通道与校正接收通道处于解耦状态，在解耦状态下最后一个耦合开关的第二端通过开放接口连接所述喇叭天线，除最后一个外的耦合开关的第一端连接一个阵元，所述校正接收通道为信号处理机与最后一个耦合开关建立的通道；
[0067]
本发明在实际系统中，可以模拟将一个中频为f
i
、带宽为b的标准线性调频信号s(t)从信号处理机发射通道分时顺次输入到雷达射频组件工作通道，信号处理机校正通道接收到m个脉冲周期的中频信号s
1i
(t)，第i个脉冲周期的中频信号对应于含有雷达射频组
件第i个发射通道幅相误差的信号；以信号处理机校正通道接收到的第1个脉冲周期的中频信号为参考，计算外场校正系数h
1i
(jω)，其中，i＝1,2,...,m；
[0068][0069]
其中，s(jω)为标准线性调频信号s(t)的频率响应；为从校正通道射频面经接收组件到达校正通道中频面的通道响应；为各工作通道射频面与阵列天线面之间接口的微带响应；为从各工作通道发射组件信号中频面到射频面的通道频率响应；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0070][0071]
其中，s
1i
(jω)为外场校正模式下校正通道中接收到含有多通道幅相误差的中频信号s
1i
(t)的频率响应；为各工作通道射频面与阵列天线面之间接口的微带响应；为从各工作通道发射组件信号中频面到射频面的通道频率响应；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0072]
s2，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的第一内场校正系数；
[0073]
其中，内场校正模式为所述发射通道与校正接收通道处于耦合状态，在耦合状态下最后一个耦合开关的第一端连接耦合器，除最后一个外的耦合开关的第二端连接耦合器；
[0074]
本发明在实际系统中，断开射频电缆与雷达射频组件校正通道开放接口的连接，闭合耦合器开关，让雷达射频组件中的校正通道与发射通道处于耦合状态，雷达进入内场校正模式；
[0075]
将一个中频为f
i
、带宽为b的标准线性调频信号s(t)从信号处理机发射通道分时顺次输入到雷达射频组件发射通道，信号处理机校正通道接收到m个脉冲周期的中频信号s
2i
(t)，第i个脉冲周期的中频信号对应于含有雷达射频组件第i个工作通道幅相误差的信号；以信号处理机校正通道接收到的第1个脉冲周期的中频信号为参考，计算内场校正系数h
2i
(jω)，其中，i＝1,2,...,m；
[0076][0077]
其中，s(jω)为标准线性调频信号s(t)的频率响应；为从校正通道射频面经接收组件到达校正通道中频面的通道响应；为各工作通道射频面经耦合器到达校正通道射频面的频率响应；为从各工作通道发射组件信号中频面到射频面的通道频率响应；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0078][0079]
其中，s
2i
(jω)为内场校正模式下校正通道中接收到含有多通道幅相误差的中频
信号s
2i
(t)的频率响应；为各工作通道射频面经耦合器到达校正通道射频面的频率响应；为从各工作通道发射组件信号中频面到射频面的通道频率响应；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0080]
s3，根据雷达系统的累计误差时间，确定发射通道的第二内场校正系数的计算时间；
[0081]
其中，累计误差时间为第一累计误差时间与第二累计误差时间的总和，所述第一累计误差时间为每个阵元和发射通道的发射组件的累计误差时间，所述第二累计误差时间为每个阵元与发射通道的接口的累计误差时间；
[0082]
其中，累计误差时间可以根据实验获得，在实际运行时可以取1小时，即计算第一内场校正系数与第二内场校正系数的时间差为1小时。
[0083]
s4，当所述计算时间到来时，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的第二内场校正系数；
[0084]
s5，根据第二内场校正系数以及第一内场校正系数，计算内场校正差分系数；
[0085]
本发明可以将第二内场校正系数与第一内场校正系数的比值，确定为内场校正差分系数。
[0086]
在每次雷达系统开始正常工作前，重新计算一次获得系统当前状态的内场校正系数，即第二内场校正系数。重新计算是因为随着时间的累积，系统中的设备误差累积，导致发射通道发生变化。从而使得雷达发射信号频率范围改变或者雷达系统工作环境变化。系统当前状态的第二内场校正系数除以第一内场校正系数得到系统当前状态的内场校正差分系数d
i
(jω)；
[0087]
可以理解，内场校正差分系数与外场校正系数相乘得到内外场联合校正系数h
4i
(jω)，其中，i＝1,2,...,m；
[0088][0089]
其中，h
2i
(jω)为系统初始状态内场校正系数；h
3i
(jω)为系统当前状态内场校正系数；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0090]
h
4i
(jω)＝d
i
(jω)
·
h
1i
(jω)
[0091]
其中，h
1i
(jω)为外场校正系数；d
i
(jω)为系统当前状态内场校正差分系数；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0092]
s6，将内场校正差分系数与所述外场校正系数的乘积确定为内外场联合校正系数；
[0093]
s7，针对于每个发射通道对应的接收通道，使用内外场联合校正系数对该接收通道接收的回波信号进行校正。
[0094]
信号处理机m个发射通道与接收通道，断开信号处理机校正通道与雷达射频组件校正通道的连接，断开耦合器开关，让发射校正通道的接收组件与各工作通道发射组件处于解耦状态，雷达进入正常工作模式；
[0095]
雷达回波信号的频率响应s
ri
(jω)与内外场联合校正系数h
4i
(jω)相乘得到校正后回波信号的频率响应s'
ri
(jω),，其中，i＝1,2,...,m；
[0096]
s'
ri
(jω)＝s
ri
(jω)
·
h
4i
(jω)
[0097]
其中，s
ri
(jω)为未校正雷达回波信号的频率响应；h
4i
(jω)更新后的内外场联合校正系数；i为雷达通道序号，i＝1,2,...,m。
[0098]
本发明提供的一种基于内外场联合的频率分集阵列雷达幅相误差校正方法，应用于频率分集阵列雷达系统，通过在外场校正模式的状态下，计算发射通道的外场校正系数以及在内场校正模式的状态下，计算发射通道的第一内场校正系数，同时考虑发射通道的变化重新计算内场校正系数，之后计算内场校正差分系数以及内外场联合校正系数，对接收通道的回波信号进行校正。本发明通过构建频率分集阵列雷达系统，同时考虑到阵列天线与雷达工作通道接口的天线级误差以及射频组件误差，计算发射通道的内外场联合校正系数，依次修正回波信号，因此本发明可以通过校正提高回波信号的精准度进而提高雷达波束形成质量。
[0099]
实施例二
[0100]
作为本发明一种可选的实施方式，在所述频率分集阵列雷达系统处于外场校正模式的状态下，计算发射通道的外场校正系数包括：
[0101]
步骤a：所述信号处理机，在所述频率分集阵列雷达系统处于外场校正模式的状态下，按照发射周期次序向每个阵元发射预设信号；
[0102]
步骤b：所述喇叭天线，从每个阵元接收目标信号，获得按照发射周期排列的目标信号，并从校正接收通道传输至信号处理机；
[0103]
可以理解，在信号传输过程中信号会受到损失，预设信号处理机按照频率、幅值等等预定参数发射的信号，目标信号是预设信号传输受到损失后，阵元接收到的信号。
[0104]
其中，所述目标信号的次序与所述发射通道的序号相同；
[0105]
步骤c：所述信号处理机，将按照发射周期排列的目标信号从时域变换至频域，获得每个发射通道变换后的目标信号；
[0106]
步骤d：从多个发射通道中选择参考通道；
[0107]
步骤e：针对除参考通道外的每个发射通道，将参考通道变换后的目标信号与该发射通道变换后的目标信号求解第一比值；
[0108]
步骤f：将所述第一比值确定为所述发射通道的外场校正系数。
[0109]
以发射校正为例，参见附图2，打开校正通道接收通道和各发射通道的电源，校正接收通道与各发射通道处于解耦状态，校正通道射频面接口通过射频电缆与远场喇叭天线连接，喇叭天线位于阵列雷达等距线阵物理中心的远场区域；
[0110]
将一个中频为f
i
、带宽为b的标准线性调频信号s(t)依次接入各工作通道的发射组件，经阵列天线、远场喇叭天线、射频电缆、校正通道的接收组件后得到含有多通道幅相误差的中频信号s
1i
(t),i＝1,2,...,m；
[0111]
整个发射外场校正链路的多通道频率响应c
1i
(jω)可以表示为：
[0112][0113]
接收回来的各通道中频信号频率响应s
1i
(jω)可以表示为：
[0114][0115]
此处以发射外场校正1号通道作为参考通道为例，得到发射外场校正各发射通道
均衡滤波器频率响应h
1i
(jω)：
[0116][0117]
实施例三
[0118]
作为本发明一种可选的方式，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的内场校正系数包括：
[0119]
步骤a：所述信号处理机，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，按照发射周期次序向耦合器发送预设信号；
[0120]
步骤b：所述耦合器，获得按照发射周期排列的目标信号，并从校正接收通道传输至信号处理机；
[0121]
其中，所述目标信号的次序与所述发射通道的序号相同；
[0122]
步骤c：所述信号处理机，将按照发射周期排列的目标信号从时域变换至频域，获得每个发射通道变换后的目标信号；
[0123]
步骤d：从多个发射通道中选择参考通道；
[0124]
步骤e：针对除参考通道外的每个发射通道，将参考通道变换后的目标信号与该发射通道变换后的目标信号求解第二比值；
[0125]
步骤f：将所述第二比值确定为所述发射通道的第一内场校正系数。
[0126]
以发射校正为例，参见附图4，打开校正通道接收组件和各工作通道组件的电源，校正通道接收组件与各工作通道发射组件处于耦合状态；
[0127]
将一个中频为f
i
、带宽为b的标准线性调频信号s(t)依次接入各工作通道的发射组件，经耦合器、校正通道的接收组件后得到含有多通道幅相误差的中频信号s
2i
(t)；
[0128]
整个发射内场校正链路的多通道频率响应c
2i
(jω)可以表示为：
[0129][0130]
接收回来的各通道中频信号频率响应s
2i
(jω)可以表示为：
[0131][0132]
将发射内场校正1号通道作为参考通道，计算得到发射内场校正各通道均衡滤波器频率响应h
2i
(jω)：
[0133][0134]
实施例四
[0135]
作为本发明一种可选的实施方式，当所述计算时间到来时，在所述频率分集阵列雷达系统处于内场校正模式的状态下，计算发射通道的第二内场校正系数包括：
[0136]
步骤a：所述信号处理机，当所述计算时间到来时，在所述频率分集阵列雷达系统处于外场校正模式的状态下，按照发射周期次序向耦合器发送预设信号；
[0137]
步骤b：所述耦合器，获得按照发射周期排列的目标信号，并从校正接收通道传输至信号处理机；
[0138]
其中，所述目标信号的次序与所述发射通道的序号相同；
[0139]
步骤c：所述信号处理机，将按照发射周期排列的目标信号从时域变换至频域，获得每个发射通道变换后的目标信号；
[0140]
步骤d：从多个发射通道中选择参考通道；
[0141]
步骤e：针对除参考通道外的每个发射通道，将参考通道变换后的目标信号与该发射通道变换后的目标信号求解第三比值；
[0142]
步骤f：将所述第三比值确定为所述发射通道的第二内场校正系数。
[0143]
当环境变化或重新开机时，可能会导致通道频率响应再次发生变化，尤其是有源器件中的发射组件，设变化后的通道频率应为那么当前发射外场校正各通道均衡滤波器频率响应h
3i
(jω)：
[0144][0145]
则当前发射内场校正各通道均衡滤波器频率响应h
4i
(jω)：
[0146][0147]
将系统当前状态的第二内场校正均衡滤波器频率响应与第一内场校正均衡滤波器频率响应进行相比得到发射内场校正差分系数：
[0148][0149]
外场校正系数与当内场校正差分系数乘积得到当前状态的内外场联合校正系数，并对阵列系统进行多通道快速校正。
[0150]
将旧发射外场校正均衡滤波器频率响应h
1i
(jω)与内场校正差分系数d
i
(jω)相乘，即可与新的发射外场校正均衡滤波器响应等效，如下式所示：
[0151]
h
3i
(jω)＝d
i
(jω)
·
h
1i
(jω)
[0152]
上式表明，根据系统当前状态与初始状态的发射内场校正差分系数和初始状态的外场校正均衡滤波器频率响应就可以得到当前状态的发射外场校正均衡滤波器的频率响应，即实际的多通道宽带校正系数。
[0153]
下面结合仿真实验和外场实测数据对本发明的效果做进一步的说明。
[0154]
实验1：建立参考通道与失配通道模型。
[0155]
仿真条件为：参考通道幅频响应常数α0为1，参考通道相频响应函数斜率β0为0.1rad/200mhz，失配通道幅频响应余弦波动疏密参数γ1为2，失配通道幅频响应波动峰值α1为0.1，失配通道相频响应正弦波动疏密参数γ2为2，失配通道相频响应波动峰值β1为0.1745rad，失配通道相频响应波动初始相位为0rad，带内群时延为0.1745rad。
[0156]
请参见图5、图6，图5是参考通道和失配通道的幅频响应仿真结果，图6是参考通道和失配通道的相频响应仿真结果。
[0157]
根据图5可得出参考通道的幅度在信号带内为常数，失配通道的幅度在参考通道上下余弦波动，且波动峰值与仿真参数一致，波动疏密为两个周期。根据图6可得出参考通道的相位在信号带内为关于频率的一次负函数，失配通道的相位也同样呈正弦波动向下的
趋势，且带内群时延参数的存在会引起其相位整体向下偏移，波动疏密同样为两个周期。
[0158]
实验2：考虑失配通道幅频响应波动峰值均方差分别为0，0.5，0.7时对脉冲波体制fda雷达发射方向图的影响。
[0159]
仿真条件为：理想幅频响应常数α0为1；理想相频响应函数斜率β0为0.1rad/200mhz；幅频响应余弦波动疏密参数γ1为1；幅频响应波动峰值均方差α1分别为[0 0.5 0.7]；相频响应正弦波动疏密参数γ2为1；相频响应波动峰值均方差β1为0rad，相频响应波动初始相位为0rad，带内群时延均方差为0rad。
[0160]
请参见图7、图8、图9以及图10，图7是理想情况下脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图8是幅度波动峰值均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图9是幅度波动峰值均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列雷达的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图10是存在幅度误差脉冲体制频率分集阵列在(0
°
，30km)处的发射方向图。
[0161]
根据图7～图10可以明显看出随着幅度误差增大方向图变化明显，旁瓣电平不断升高，主瓣与副瓣电平差距缩小。
[0162]
表1统计了不同幅度误差情况下(0
°
，30km)处发射方向图主瓣到达时间和主副瓣比。
[0163]
表1 不同幅度误差情况下(0
°
，30km)处发射方向图统计表
[0164]
幅度波动峰值均方差00.50.7主瓣到达时间(us)100us100us100us主副瓣比(db)13.2014.059.48
[0165]
根据图10和表1可得幅度误差的存在会极大地影响方向图的主副瓣比，且误差越大，主副瓣比越低，对主瓣到达时间影响较小。
[0166]
实验3：考虑失配通道相频响应波动峰值均方差分别为0，0.5，0.7rad时对脉冲波体制fda雷达发射方向图的影响。
[0167]
仿真条件为：理想幅频响应常数α0为1；理想相频响应函数斜率β0为0.1rad/200mhz；幅频响应余弦波动疏密参数γ1为1；幅频响应波动峰值均方差α1为0；相频响应正弦波动疏密参数γ2为1；相频响应波动峰值均方差β1分别为[0 0.5 0.7]rad，相频响应波动初始相位为0rad，带内群时延均方差为0rad。
[0168]
请参见图11、图12、图13，图11是相位波动峰值均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图12是相位波动峰值均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图13是存在相位误差脉冲体制频率分集阵列在(0
°
，30km)处的发射方向图。
[0169]
根据图11和图12可看出随着相位误差的增大方向图变化明显。
[0170]
表2统计了不同相位误差情况下(0
°
，30km)处发射方向图主瓣到达时间和主副瓣比。
[0171]
表2 不同相位误差情况下(0
°
，30km)处发射方向图统计表
[0172]
幅度波动峰值均方差00.50.7主瓣到达时间(us)100us100us100us
主副瓣比(db)13.2012.8712.23
[0173]
根据图13和表2可得相位误差的存在会影响方向图的主副瓣比，对主瓣的到达时间影响较小。
[0174]
实验4：考虑失配通道带内群时延均方差分别为0，0.5，0.7rad时对脉冲波体制fda发射方向图的影响。
[0175]
仿真条件为：理想幅频响应常数α0为1；理想相频响应函数斜率β0为0.1rad/200mhz；幅频响应余弦波动疏密参数γ1为1；幅频响应波动峰值均方差α1为0；相频响应正弦波动疏密参数γ2为1；相频响应波动峰值均方差β1为0rad，相频响应波动初始相位为0rad，带内群时延均方差分别为[0 0.5 0.7]rad。
[0176]
请参见图14、图15、图16，图14是带内群时延均方差为0.5时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图15是带内群时延均方差为0.7时脉冲体制频率分集阵列的角度
‑
距离发射方向图仿真结果，图16是存在带内群时延下脉冲体制频率分集阵列在(0
°
，30km)处的发射方向图。
[0177]
表3统计了不同带内群时延均方差情况下(0
°
，30km)处发射方向图主瓣到达时间和主副瓣比。
[0178]
表3 不同相位误差情况下(0
°
，30km)处发射方向图统计表
[0179]
带内群时延均方差(rad)00.50.7主瓣到达时间(us)100us100us101us主副瓣比(db)13.2011.139.15
[0180]
通过图16和表3可直观地看到带内群时延的存在会影响方向图的主瓣到达时间和主副瓣比，且误差越大，方向图主瓣到达时间越长，主副瓣比越小。
[0181]
实验5：利用实测数据验证失配通道内外场联合快速校正方法的有效性。
[0182]
实测数据参数为：校正信号采用标准线性调频信号，校正信号源信号时宽tp为2.5us，校正信号源信号带宽b为50mhz，接收数据adc采样率200mhz，接收数据通道为16个，傅里叶变换点数为1024个。
[0183]
参见图17，本发明外场实验的具体步骤如下：
[0184]
(a)射频前端和信号处理机上电开机启动；发射板卡、时序板卡、接收板卡加载各自程序，进行初始化；
[0185]
(b)系统显控打开udp网络通信服务，检测系统显控
‑
信号处理机
‑
射频前端的通信状态；
[0186]
(c)系统显控下发发射校正命令，发射板卡与时序板卡转换至发射校正状态，同时配置好射频前端，然后时序板卡接收到发射板卡的ready信号后释放导前信号、prf信号和switch信号，发射板的16路dac根据接收到的导前信号与prf依次发射中频信号波形，switch信号用于控制射频组件通道信号的发射与接收，经射频组件反馈至发射板卡的1路adc进行采样、数字下变频、fir滤波后获得基带信号，继而获得幅相误差校正数据并上传至系统显控；
[0187]
(d)同理，系统监控下发接收校正命令，接收板卡与时序板卡转换至接收校正状态，同时配置好射频前端，然后时序板卡接收到接收板卡的ready信号后释放导前信号、prf、switch信号，接收板的1路dac根据接收到的导前信号与prf发射中频信号波形，经射频
组件反馈至接收板的16路adc进行采样、数字下变频、fir滤波后获得基带信号，继而获得幅相误差校正数据并上传至系统显控。
[0188]
(e)系统监控根据发射通道幅相误差校正数据产生校正后多通道发射中频信号数据，然后下发至发射板卡；
[0189]
(f)系统监控下发频率分集模式命令，发射板、接收板与时序板转换相应状态，同时配置好射频前端，然后时序板卡接收到发射板卡和发射板卡的ready信号后释放导前信号、prf、switch信号，发射板的16路dac根据导前信号和prf同时释放中频信号，接收板的16路adc根据导前信号和prf进行开窗大小设置同时接收中频信号，经采样、数字下变频、fir滤波后得到基带信号，然后将基带信号通过光纤存储板传输至系统监控；
[0190]
(g)回波数据进行接收通道幅相误差数据校正后按照常规雷达信号处理流程进行后续处理。
[0191]
本发明外场实测数据分析结果如下：
[0192]
参见图18、图19、图20、图21，图18是系统运行60min后校正前各通道相对参考通道在通带内的幅度误差，图19是系统运行60min后校正前各通道相对参考通道在通带内的相位误差，图20是系统运行60min后进行内场校正获得的内外场联合校正系数校正后的各通道幅度误差，图21是系统运行60min后进行内场校正获得的内外场联合校正系数校正后的各通道相位误差。
[0193]
根据图18和图19可得，系统校正前幅度误差与相位误差都较大，说明随着系统运行时间的增加，组件通道状态发生了较大的变化，其中第14通道的幅度误差均值最大，达到了6db，第8通道的相位误差均值最大，达到了175
°
。
[0194]
根据图20和图21可得，经过内外场联合校正方法校正后的信号各通道幅度误差控制在0.5db以内，相位误差控制在2度以内，校正效果明显，精度高，通过实测数据验证了多通道内外场联合校正方法的有效性与精确性。
[0195]
外场实测数据分析表明：本发明的方法具有校正精度高的优点。
[0196]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。